Топология построения стандартная, в устройстве использованы сетевой трансформатор, понижающий напряжение 230 В до 9 В, диодный мост BR1, стабилизатор напряжения +5 В типа 7805 (IC1), датчик температуры LM35 (IC2), операционный усилитель LM358 (IC3), реле RL1, а также несколько простых пассивных компонентов.

После диодного моста BR1 установлен конденсатор C1 для сглаживания пульсаций постоянного напряжения перед стабилизатором 7805. Стабилизатор формирует стабильное напряжение питания +5 В.

Питание от сети 230 В переменного тока подключается к первичной обмотке трансформатора через разъём CON1. Вторичная обмотка трансформатора X1 подключена ко входу диодного моста, на выходе которого присутствует пульсирующее постоянное напряжение. Оно служит источником питания для стабилизатора 7805.

Также в схеме предусмотрен светодиод LED1, свечение которого указывает на наличие напряжения +5 В.

Сердце схемы переключатель, управляемый датчиком температуры — датчик LM35. Это трёхвыводная микросхема в корпусе, как у транзистора.

Для работы достаточно подать питание +VS и GND.

Третий вывод — это выход Vout, напряжение на котором линейно зависит от температуры. LM35 работает в диапазоне температур до 150°C. Это популярный и недорогой элемент, широко применяемый в цифровых термометрах.

Выходное напряжение LM35 откалибровано так, что при изменении температуры на 1°C напряжение на выходе OUT меняется на 10 мВ.

Если настроить нуль так, чтобы при 0°C напряжение было 0 В, то:

при 10°C напряжение составит 100 мВ,

при 25°C — 250 мВ,

при 50°C — 500 мВ (0,5 В).

Переключатель, управляемый датчиком температуры, управление

LM35 измеряет температуру, а сигнал с него поступает на вход управляющей части, выполненной на операционном усилителе LM358. Выход усилителя подключён к базе транзистора T1, который является драйвером реле.

Состояние реле (включено или выключено) зависит от температуры, измеренной датчиком, относительно опорного напряжения REF, устанавливаемого переменным резистором (потенциометром).

Важно отметить, что датчик LM35 перед использованием должен быть откалиброван. Если нужно установить порог срабатывания при температуре 50°C, опорное напряжение следует установить на 0,5 В, так как при этой температуре выход датчика выдаёт именно 0,5 В.

Опорное напряжение REF подаётся на инвертирующий вход (ножка 2) операционного усилителя LM358, который работает как аналоговый компаратор.

Краткий алгоритм работы

Датчик LM35 выдаёт 10 мВ на 1°C. Компаратор LM358 сравнивает сигнал с датчика и опорное напряжение. Если температура выше порога — выход переключается. Сигнал через транзистор включает или выключает реле. Переменным резистором устанавливается нужная температура срабатывания.

Работа схемы очень проста. После включения питания должен загореться светодиод LED1 — это сигнал, что устройство готово к работе.

Поднесите источник тепла к датчику LM35. Напряжение на выводе 3 (неинвертирующий вход) микросхемы IC3 (LM358) начнёт увеличиваться. Как только оно превысит опорное напряжение, установленное на выводе 2 (инвертирующий вход), на выходе (вывод 1) появится высокий логический уровень, и катушка реле сработает.

В результате лампа (нагрузка) будет отключена от сети 230 В и погаснет (при условии, что в реле используются нормально замкнутые контакты — NC).

Когда температура начнёт снижаться, напряжение на выводе 3 станет ниже опорного напряжения REF, установленного на выводе 2. Выход компаратора (вывод 1) перейдёт в низкое логическое состояние. В этом случае транзистор T1 закроется, реле отключится, и лампа снова подключится к сети 230 В.

Применение

Вместо лампы можно подключить любое устройство, работающее от сети 230 В. Вентилятор или кондиционер — для автоматического охлаждения помещения при превышении температуры.

Сирену или звонок — для использования в качестве пожарной сигнализации (в этом случае порог устанавливается выше, например, около 100°C, а в реле используются нормально разомкнутые контакты).

Важное замечание о нагрузке

Если планируется подключать мощное оборудование, например кондиционер, необходимо установить реле с соответствующим запасом по току, а также, возможно, использовать более мощный драйвер (вместо транзистора BC548).

Запись Переключатель управляемый датчиком температуры впервые появилась HamRadio .

Хотя часто ток и потребляемая мощность остаются на очень низком уровне. Разумным решением вместо соединения нескольких батареек последовательно является повышающий преобразователь (step‑up).

При питании от батарей очень важным параметром является КПД такого преобразования энергии. Хорошим примером устройств с такими требованиями являются беспроводные компьютерные мыши, пульты дистанционного управления и т.п.

Выполнение повышающего преобразователя напряжения на дискретных элементах — задача не простая. Ведь мы ожидаем не только высокого КПД, но и того, чтобы вся схема была одновременно компактной, небольших размеров и помещалась в малогабаритном корпусе.

К счастью, были разработаны микросхемы, специально предназначенные для этой цели. Представленная в данном проекте схема формирует и стабилизирует напряжение 5 В от одной батарейки 1,5 В или другого элемента с напряжением ниже требуемых 5 В. Количество необходимых компонентов удивительно мало — всего 3 элемента (плюс два конденсатора и кнопка).

На рисунке выше показана двусторонняя печатная плата, на которой собран прототип, а также принципиальная схема.

Описание схемы и принцип работы источник питания 5 вольт

Предложенная схема настолько экономична по количеству компонентов благодаря использованию микросхемы CE8301 (IC1). Это специализированный контроллер повышающего преобразователя (step‑up), работающий в классическом включении. Он содержит все компоненты драйвера, включая ключевой транзистор и элементы стабилизирующей отрицательной обратной связи.

Используемая версия имеет выходное напряжение 5 В, хотя существуют версии CE8301, позволяющие получать напряжение от 1,8 В до 6,5 В с шагом 0,1 В. Версия IC1, выполнена в SMD‑корпусе с всего тремя выводами. Благодаря этому достигнута такая компактная конструкция всего преобразователя.

Ключевыми дополнительными элементами являются катушка индуктивности L1 и диод Шоттки D1. Из-за высокой частоты переключения требуемая индуктивность составляет всего 22 мкГн, а диод должен быть быстрым — здесь применён 1N5819.

Работа преобразователя основана на классической широтно-импульсной модуляции (ШИМ / PWM), однако также модулируется частота (PFM — Pulse Frequency Modulation). Благодаря этому достигнут высокий КПД преобразования энергии в широком диапазоне нагрузок.

Помимо трёх ключевых элементов (микросхема, дроссель, диод), схема содержит всего два дополнительных электролитических конденсатора, кнопку SW1 и, при необходимости, два двухконтактных разъёма для входного и выходного напряжения.

К входу CON1 можно подключать напряжение в диапазоне от 0,9 В до 5 В, но основное предназначение — 1,5 В от одного элемента батарейки.

Включение переключателя SW1 немедленно запускает работу преобразователя, и на разъёме CON2 появляется напряжение 5 В.

Конденсатор C2 на выходе фильтрует возможные пульсации выходного напряжения с частотой переключения.

Конденсатор C1 на входе является буфером, снижающим динамическое сопротивление, видимое со стороны входа преобразователя.

Важной особенностью при батарейном питании является низкий ток потребления самого контроллера. CE8301 выполнен по технологии CMOS и удовлетворяет этому требованию.

Максимальная частота переключения достигает 100 кГц.

Преобразователь запускается уже при напряжении питания на входе 0,9 В.

Это позволяет полностью использовать ценную энергию батарейки.

При таком низком питании гарантированный ток на выходе составляет 1 мА, что во многих применениях достаточно.

Среди многих доступных версий CE8301X в схеме использовалась базовая версия с фиксированным выходным напряжением 5 В.

Представленный здесь источник питания 5 вольт имеет небольшую мощность, и вся схема содержит всего несколько компонентов. Следует ожидать, что в большинстве использований важны будут малые размеры всей платы. Поэтому в случае необходимости следует использовать двустороннюю плату.

Стоит также заметить, что готовые модули такого типа доступны в продаже, что значительно сэкономит работу над каким-либо проектом, и может потребоваться лишь небольшая доработка купленного модуля. В общем информация для ознакомления и какие схемные решения могут быть использованы.

Запись Источник питания 5 вольт впервые появилась HamRadio .

Однако заводские аналоговые приборы относятся к категории «high‑end» и отнюдь не дёшевы. Благодаря представленной здесь схеме можно значительно сэкономить средства, не идя на чрезмерный компромисс по качеству сигнала.

Питание подаётся от внешнего двуполярного источника питания ±15 В. Для упрощения регулировки амплитуды реализовано с помощью потенциометра. Таким образом, здесь нет ни USB, ни программного кода, а значит, устройство полностью свободно от помех, исходящих от цифровой электроники.

Фильтр аналоговый генератор 1 кГц

Фильтр выполнен на операционном усилителе IC1B с цепью из резисторов и конденсаторов. Центральная частота фильтра определяет частоту генерации. На качество (уровень гармоник) генерируемого синусоидального сигнала большое влияние оказывает качество применяемых пассивных компонентов.

Можно использовать керамические конденсаторы COG/NP0 в SMD-корпусах или, альтернативно, выводные плёночные конденсаторы. На схеме показаны оба варианта, поэтому показано удвоенное количество конденсаторов. Устанавливать нужно только одну половину — либо SMD, либо выводные.

На фото печатной платы в тексте видно, что на входе IC1B фактически стоят только два конденсатора, включённых параллельно — плюс, возможно, третий (C1), которым можно подстроить частоту. В цепи обратной связи IC1B стоит только один конденсатор (плюс, возможно, C6 для подстройки частоты).

Площадки для SMD-резисторов имеют относительно большой размер — 1206, что облегчает ручную пайку. На эти площадки подходят также резисторы MELF204, которые по качеству соответствуют выводным металлоплёночным резисторам. Вместо MELF можно использовать тонкоплёночные резисторы.

Расчёт элементов фильтра

Ёмкость конденсаторов на входе усилителя IC1B в два раза больше, чем в его цепи обратной связи. В свою очередь, резисторы на входе также в два раза больше, чем в цепи обратной связи. Такое решение должно привести к более низкому уровню шумов — так утверждает математический анализ.

Рекомендуется точно измерить конденсаторы перед монтажом и соединять параллельно конденсаторы с одинаковыми номиналами. Это облегчает последующую подстройку частоты с помощью C1 и C6 или R6/R7 и R10.

Полосовой фильтр на IC1B имеет на центральной частоте усиление около –1 (инвертирующее усиление).

Положительная обратная связь аналоговый генератор 1 кГц

Для поддержания стабильных, контролируемых колебаний необходима положительная обратная связь. Она реализована на операционном усилителе IC1A и резисторах R1…R5. Этот каскад должен иметь усиление около –1.

— Если усиление будет слишком низким, фильтр не будет генерировать колебания.

— Если усиление будет слишком высоким, сигнал станет настолько большим, что начнёт ограничиваться (клиппироваться) операционными усилителями.

Постоянную амплитуду сигнала и его чистую, неискажённую синусоидальную форму можно получить только при тщательном контроле уровня положительной обратной связи.

В качестве регулирующего элемента здесь использован оптрон NSL-32SR3 фирмы Advanced Photonix. Ток, протекающий через светодиод на входе, управляет сопротивлением фоторезистора на выходе. Оптрон также обеспечивает гальваническую развязку между входом и выходом.

Выходной сигнал фильтра поступает на вход усилителя IC2B через делитель напряжения R33/R34, ослабляющий сигнал примерно до 70%. Это ослабление предотвращает переходные процессы при включении питания, когда генератор быстро «разгоняется» до предела по амплитуде.

Узел на IC2 представляет собой прецизионный двухполупериодный выпрямитель, отлично описанный в руководствах Texas Instruments. Выпрямленный сигнал «интегрируется» (усредняется) фильтром нижних частот R29/C12, а затем усиливается в 2 раза усилителем IC4B. Стабилизацию амплитуды обеспечивает узел на операционном усилителе IC4A.

Стабилизация амплитуды аналоговый генератор 1 кГц

В качестве источника опорного напряжения использована широкодоступная микросхема TL431 (VR1). Она формирует стабилизированное напряжение –2,5 В относительно земли. Конденсатор C11 снижает пульсации этого напряжения.

Ток, протекающий через R26 от выпрямителя на IC4B, компенсируется опорным током, протекающим через R24 и R25. Резистор R25 служит для установки амплитуды генерируемого сигнала.

Диод D1 предотвращает появление отрицательного управляющего напряжения на выходе IC4A. С этого выхода через резистор R21 управляется транзистор T1, а с его эмиттера питается светодиод оптрона NSL-32SR3.

Сопротивление фоторезистора на выходе оптрона изменяет уровень положительной обратной связи фильтра. Постоянную времени контура регулирования определяют элементы R26, R22, C9 и C10.

Синусоидальный сигнал через резистор R12 поступает на потенциометр R13, который служит для регулировки амплитуды выходного сигнала в диапазоне от 0 до максимального значения, задаваемого резистором R25.

В качестве выходного усилителя используется микросхема IC3A. Если требуется чуть большее усиление, можно добавить резистор R14. Микросхема IC3B инвертирует фазу сигнала. Таким образом, на выходе формируется симметричный (дифференциальный) сигнал.

Выходные разъёмы могут быть типа RCA, BNC, jack (6,3 мм) или XLR — в зависимости от ваших потребностей. Устройство питается от напряжения ±15 В. Два интегральных стабилизатора напряжения формируют симметричное напряжение ±12 В.

— Диоды D3 и D5 защищают от повреждения при обратной полярности подключения питания.

— Диоды D4 и D6 защищают микросхемы IC5 и IC6 от «защёлкивания» (latch‑up) при включении питания.

— Когда питание включено, загораются светодиоды индикации.

Выбор компонентов

На качество генерируемого сигнала большое влияние оказывают операционные усилители IC1 и IC3. По этой причине здесь использованы несколько более дорогие операционные усилители OPA2211. Разумеется, схема будет работать и с другими сдвоенными операционными усилителями с таким же расположением выводов (pin‑to‑pin). В качестве IC2 и IC4 можно использовать почти любой тип сдвоенного операционного усилителя. В прототипе были использованы TL072.

На уровень гармоник также влияют конденсаторы C1…C8. Как уже упоминалось, здесь следует использовать COG/NP0 в SMD-корпусах или выводные плёночные конденсаторы. Один «плохой» конденсатор — «плохой» по аудиофильским критериям, т.е. с диэлектриком X7R или аналогичным, — способен свести на нет всё качество сигнала! Резисторы в сигнальном тракте должны быть тонкоплёночными, типоразмера 1206 или MiniMELF204.

Оптрон IC7 не должен быть установлен на плате изначально (рисунок 1 показывает, что я предусмотрел для него 2-контактные гнёзда). Это упрощает тестирование схемы. При замыкании контактов, предназначенных для фоторезистора, и определённой настройке потенциометра R3, осциллятор должен начать генерировать сигнал с размахом около 20 VPP. Это позволит проверить работу фильтра, его усилителя, выпрямителя и выходного каскада.

Частота должна быть близка к 1 кГц (точная настройка частоты выполняется позже, при контролируемой, стабильной амплитуде).

В этом состоянии схемы частота немного меняется, когда операционные усилители входят в насыщение. Выход IC4A в это время должен выдавать 0 В. Когда колебания генератора затухают, напряжение на этом выходе должно медленно возрастать примерно до +10 В.

Несколько слов о настройке оптрона.

Усиление оптрона может значительно отличаться от экземпляра к экземпляру. Я купил четыре штуки, и каждый вёл себя по-разному.
Порядок настройки:

1. Используя лабораторный блок питания и последовательный резистор, пропустите через светодиод оптрона ток 3–5 мА.
2. Измерьте мультиметром сопротивление фоторезистора.
3. Подключите резистор с таким же сопротивлением параллельно R1.
4. Установите R3 так, чтобы генератор начал генерировать сигнал.
5. При необходимости немного измените значение R4.

После удаления временного резистора и установки оптрона схема должна выдавать синусоидальный сигнал с постоянной и стабильной амплитудой.

Регулировка амплитуды

Потенциометром R25 установите амплитуду сигнала в диапазоне 1–3 VPP. При большей амплитуде возрастают нелинейные искажения.

Постоянная времени контура регулирования намеренно сделана довольно большой. Время установления амплитуды велико, но в установившемся режиме уровень сигнала очень стабилен.

Рабочая точка регулирования устанавливается потенциометром R3.

Настройка частоты

На этом этапе можно точно настроить частоту. Для этого можно изменить ёмкость, подобрав C1 и C6 (причём C1 = 2 × C6), или подогнать номиналы резисторов R6/R7 и R10. Частота рассчитывается по стандартной формуле:

f = 1 / (2π × R × C)

После регулировки частоты может потребоваться повторная коррекция рабочей точки (подстройка режима работы схемы). Если при измерениях нелинейных искажений вы используете фильтр-подавитель (notch filter), частота генератора должна точно совпадать с центральной частотой этого фильтра.

Рисунок показывает спектр сигнала при номинальном уровне 0 dBV, измеренный анализатором Audio Precision APx555.

Все гармоники находятся на уровне ниже –130 dBV. Это означает, что выходной сигнал имеет исключительно низкий уровень нелинейных искажений. Как видите, качество нашего любительского генератора вполне приличное!

Номиналы элементов, указанные в статье, хорошо показали себя в прототипе.

Уровень сигнала 0 dBV

Уровень гармоник –130 dBV

Частота ~1 кГц (точная настройка)

Представленный генератор на доступных компонентах обеспечивает качество сигнала, сравнимое с дорогими профессиональными приборами. Благодаря тщательному выбору компонентов (OPA2211, плёночные/COG-конденсаторы, тонкоплёночные резисторы) и продуманной схеме стабилизации амплитуды, устройство выдаёт синусоидальный сигнал с уровнем гармоник ниже –130 dBV — результат, достойный уважения даже для заводских приборов.

Запись Аналоговый генератор 1 кГц впервые появилась HamRadio .

Хотя можно (и должны) предпринимать шаги, чтобы разработки не были чувствительны к ЭМИ, создаваемым другими устройствами, основная задача должна состоять в том, чтобы разработки, сами не создавали недопустимых уровней ЭМИ, которые могли бы повлиять на другое оборудование.

Такие стандарты по ЭМИ, как EN55032, требуют, чтобы излучаемые помехи в диапазоне от 30 МГц до 1 ГГц не превышали определённых пороговых значений напряжённости поля при испытаниях со стандартной антенной на расстоянии 10 м.

Подавление излучаемых электромагнитных помех требует пристального внимания к экранированию корпусов, заземлению, минимизации площадей контуров проводников, оптимизации топологии печатных плат, использованию сплошных земляных полигонов и контролю скорости нарастания (крутизны) сигналов.

Кондуктивные (проводные) электромагнитные помехи (EMI)

В этой статье сосредоточимся на кондуктивных помехах, а именно на сигналах, которые передаются обратно в источник питания импульсными преобразователями. Стандарты в основном касаются частот в диапазоне от 150 кГц до 30 МГц и требуют, чтобы уровень сигналов в этом диапазоне не превышал установленных пороговых значений в различных частях полосы, обычно измеряемых с помощью анализатора спектра.

Чтобы дать представление о том, что требуется, кондуктивные помехи для устройства класса А должны быть ниже 79dBµV в диапазоне от 150 кГц до 500 кГц и ниже 73dBµV в диапазоне от 500 кГц до 30 МГц при измерении с детектором «квазипикового» значения. Единицы дБмкВ описывают амплитуду кондуктивных выбросов относительно опорного значения 1 мкВ. Таким образом, 79dBµV составляет около 9mV RMS, а 73dBµV— около 4.5mV RMS.

Требования для устройств класса В значительно ниже.

Электромагнитные помехи (EMI) обычно подавляются с помощью фильтров, устанавливаемых на линиях. Частота переключения многих современных преобразователей превышает 150 кГц, поэтому входной фильтр преобразователя играет решающую роль в соответствии спецификациям по кондуктивным помехам. На рисунке выше показан стандартный понижающий преобразователь с простым ёмкостным входным фильтром Cf и импедансом источника Zs.

Наша задача — проанализировать этот фильтр и убедиться, что амплитуда напряжения пульсаций на частоте переключения (и её гармоник) ниже требуемого порога.

До сих пор в серии статей использовали анализ средних значений для понимания периодического установившегося режима (PSS) работы преобразователя и частотный анализ для определения динамических характеристик преобразователя. Ни то, ни другое сейчас нам не поможет, поэтому мы вернёмся к доброму старому анализу во временной области для переменного тока.

Это метод, который, как следует из его названия, игнорирует постоянную составляющую сигнала и сосредоточивается на переменной составляющей. Например, модель PSS показывает нам, что входной ток (iₓ) преобразователя на рисунке в начале статьи имеет прямоугольную форму с коэффициентом заполнения D и амплитудой I_L, как показано на верхнем графике.

Если мы удалим постоянную составляющую входного тока, то получим альтернативную картину, показанную на нижнем графике. Здесь показан ток с коэффициентом заполнения 0,5, что даёт наибольшее среднеквадратичное значение переменного тока. Если коэффициент заполнения отклоняется от 0,5 в любую сторону, среднеквадратичный ток уменьшается, достигая нуля на крайних значениях, когда D = 0 или D = 1.

Это распространённое приближение, поскольку мы обычно хотим проектировать помехоподавляющие фильтры для наихудшего случая. К тому же гармоники формы переменного тока проще всего рассчитать, если это идеальный прямоугольный сигнал.

Нижняя схема на рисунке показывает модель по переменному току для понижающего преобразователя. Всё, что находится справа от входного фильтрующего конденсатора, заменяется источником переменного тока iₓ(ac), а источник постоянного напряжения полностью исключается. В данном случае источник тока будет представлять собой прямоугольный сигнал с переменным коэффициентом заполнения и размахом амплитуды I_L.

Мы используем эту модель для проектирования подходящего входного фильтра чуть позже. Сначала нам следует подумать о том, как мы собираемся измерять кондуктивные помехи в этой схеме.

Напряжение vₛ(ac), которое увидел бы наш анализатор спектра, очевидно, сильно зависит от импеданса источника Zₛ. Можно предположить, что на постоянном токе он довольно низок, но кто знает, как он будет выглядеть в интересующем нас диапазоне от 150 кГц до 30 МГц.

LISN (Сеть стабилизации импеданса линии)

Для проведения значимых и воспроизводимых измерений электромагнитные помехи (EMI) мы должны задать стандартный импеданс источника на интересующей частоте. По этой причине при измерениях кондуктивных помех используется сеть стабилизации импеданса линии (LISN). LISN применяются как с источниками постоянного, так и с источниками переменного тока. На рисунке показана модель по переменному току, подключённая к источнику напряжения с импедансом Zₛ через LISN, находящуюся внутри пунктирного прямоугольника.

Напряжение источника, что преобразователь питается через LISN, которая имеет низкое сопротивление на постоянном токе или на частоте сети, но представляет нагрузку 50 Ом для входа преобразователя на интересующих частотах.

Значения индуктивности и ёмкости в LISN выбираются таким образом, чтобы Cₛ фактически являлась коротким замыканием, а L_lisn — фактически разомкнутой цепью на измерительных частотах. Таким образом, импеданс на входе преобразователя представляет собой входное сопротивление анализатора спектра, равное 50 Ом. C_lisn блокирует попадание на анализатор любой постоянной составляющей или переменного напряжения частоты сети, поскольку для проведения измерений преобразователь должен быть включён.

Значения компонентов LISN указаны в соответствующем стандарте по ЭМИ, но типичные значения могут быть следующими: Cₛ = 1 мкФ, L_lisn = 50 мкГн и C_lisn = 100 нФ. В большинстве LISN используются катушки индуктивности с воздушным сердечником для снижения паразитных ёмкостей, и последовательно с Cₛ может включаться резистор для демпфирования резонансов (подробнее об этом ниже).

Вероятно, также будет присутствовать высокоомный резистор (≥1 кОм) между измерительным выводом и общим проводом, чтобы измерительный вывод не находился в «плавающем» состоянии, когда анализатор спектра не подключён.

В производственных LISN могут также включать дополнительные фильтрующие каскады со стороны источника, чтобы ограничить влияние помех, поступающих от источника, на результаты измерений.

Схема LISN, показанная на рисунке выше, повторяется на положительной и отрицательной линиях в LISN постоянного тока, а также на каждой фазе и нейтральном проводе в LISN переменного тока, чтобы можно было проводить измерения синфазного и дифференциального режимов.

Синфазный и дифференциальный режимы

До сих пор мы анализировали преобразователи и их входные фильтры, мы предполагали, что весь ток, втекающий в один входной вывод, вытекает из другого, как показано на верхней схеме рисунке.

Это было разумно для всего, что мы делали до сих пор, но это допущение перестаёт работать, когда мы рассматриваем более высокие частоты.

Нижняя схема представляет собой альтернативный путь протекания высокочастотного тока, где существует паразитная ёмкость на землю, например, между выводом стока транзистора MOSFET в корпусе TO-220 и заземлённым радиатором. Этот ток поступает через положительный входной вывод, но возвращается к источнику через землю — при этом нет соответствующего тока, выходящего из отрицательного входного вывода.

Это лишь один из возможных альтернативных путей протекания тока; в реальном преобразователе их будет много, включая некоторые, связанные с отрицательным выводом. В действительности оба типа протекания тока будут происходить одновременно, поэтому токи, обозначенные как i₁ и i₂, будут представлять собой сумму этих двух составляющих. Ток, который втекает в один вывод и вытекает из другого, называется током дифференциального режима (i_dm), а ток, который втекает только в один вывод, — током синфазного режима (i_cm).

Ток дифференциального режима включает в себя нормальный рабочий ток преобразователя, включая все его гармоники, в то время как ток синфазного режима связан с паразитными путями утечки.

Математически i_dm определяется как ½ (i₁ – i₂), а i_cm — как i₁ + i₂. Обратите внимание, что в этой модели оба тока i₁ и i₂ втекают в преобразователь. Эти определения дают ключ к пониманию названий, ток дифференциального режима связан с разностью токов, втекающих в преобразователь, в то время как токи синфазного режима связаны с суммарным током, втекающим в оба вывода.

Возможно, более интуитивно понятно рассматривать эти уравнения с другой стороны — с точки зрения токов, втекающих в положительный вывод и вытекающих из отрицательного, то есть i₁ и -i₂ соответственно.

В этом случае i₁ = i_dm + ½i_cm, а -i₂ = i_dm – ½i_cm. Другими словами, ток дифференциального режима втекает в один вывод и вытекает из другого, в то время как ток синфазного режима втекает в оба вывода в равной степени и вытекает куда-то ещё.

Входной фильтр дифференциального режима

Стандарты по ЭМИ устанавливают ограничения как на синфазные, так и на дифференциальные помехи, поэтому необходимо фильтровать и те, и другие. Эти две задачи фильтрации имеют различную природу, а также разные сложности и способы решения. Начнём с фильтра дифференциального режима.

Для этого мы вернёмся к модели анализа по переменному току, которую создали в самом начале статьи. Входной фильтр представлял собой простой конденсатор, и мы видели, что его эффективность зависит от импеданса источника. Для измерений ЭМИ мы можем использовать LISN для стандартизации импеданса источника, но в повседневной эксплуатации мы имеем дело с неизвестным импедансом.

Мы можем уменьшить эту зависимость, применив LC-фильтр, как показано на эквивалентной схеме по переменному току на рисунке ниже.

На рисунке изображен фильтр так, как он выглядит в преобразователе, с его входом справа и выходом слева. Можно удивиться, почему в таком случае катушка индуктивности находится на выходной стороне фильтра, а не на входной, как это обычно бывает для LC-фильтров. Это фильтр с питанием от источника тока, поэтому источник имеет гораздо более высокий импеданс, чем нагрузка (Zₛ).

В типичном фильтре с питанием от источника напряжения источник имеет более низкий импеданс, чем нагрузка. В обоих случаях фильтр работает наиболее эффективно, если катушка индуктивности находится на низкоомной стороне, поскольку её импеданс увеличивается с частотой.

Графики справа от схемы показывают передаточную функцию фильтра по току (отношение выходного тока ко входному току, которая выглядит как у любого типичного LC-фильтра нижних частот. На частотах значительно ниже fₓ импеданс определяется в основном индуктивностью, на частотах выше fₓ — ёмкостью.

При идеальных компонентах, по мере приближения к частоте среза, величина передаточной функции и импеданса теоретически стремятся к бесконечности. В реальных компонентах всегда присутствует некоторая степень естественного затухания, но LC-фильтры часто демонстрируют значительный выброс на резонансной частоте, как показано пунктиром на графиках.

LC-фильтры склонны к колебаниям из-за этого выброса, особенно если они возбуждаются прямоугольным сигналом, богатым гармониками. Эта проблема усугубляется в силовой электронике, поскольку импульсные преобразователи часто имеют отрицательное входное сопротивление. Это отрицательное сопротивление обеспечивает «отрицательное затухание» и увеличивает вероятность возникновения колебаний.

Чтобы понять, как импульсный преобразователь может проявлять отрицательное входное сопротивление, рассмотрим DC-DC-преобразователь с фиксированным выходным напряжением и нагрузкой. В этих условиях определённое количество мощности передаётся нагрузке и, соответственно, потребляется от входного источника.

Если входное напряжение немного повысится, контур управления изменит коэффициент заполнения, чтобы поддерживать постоянство выходного напряжения. Выходная мощность остаётся постоянной, следовательно, постоянной остаётся и входная мощность, что приводит к небольшому снижению входного тока.

Закон Ома гласит, что входное сопротивление равно изменению напряжения (в нашем примере положительному), делённому на изменение тока (отрицательному), следовательно, приращение входного сопротивления должно быть отрицательным. На этом закончим и так статья получилась достаточно большой.

Запись Электромагнитные помехи (EMI) впервые появилась HamRadio .

Слева изображена схема с двухтактным (interleaved) корректором коэффициента мощности. Можно заметить, что это, по сути, два параллельных повышающих преобразователя, которые обычно работают со сдвигом фаз 180° друг относительно друга и питают общий фильтрующий конденсатор.

Это имеет преимущество в виде более высокой выходной мощности и фактически удваивает частоту переключения, видимую на входе, что упрощает входную фильтрацию.

Следующий вариант описывается как «безмостовой» (bridgeless) PFC-преобразователь, но это немного неверное название, поскольку верхние два диода вместе с MOSFET и их встроенными диодами явно образуют мостовой выпрямитель. Функции выпрямителя и повышающего преобразователя здесь объединены, что обеспечивает более высокий КПД, поскольку исключается падение напряжения на нескольких диодах.

Его также можно рассматривать как два повышающих преобразователя, работающих параллельно, хотя в данном случае каждый из них работает в течение чередующихся полупериодов. Теоретически можно обойтись одним дросселем в одном плече, но ценой увеличения синфазных электромагнитных помех.

Ещё более эффективным вариантом является так называемая архитектура «totem-pole» (двухтактная с верхним и нижним ключами). Здесь в течение каждого полупериода один MOSFET работает как синхронный выпрямитель, в то время как другой коммутирует. Это более эффективно, чем безмостовой PFC, поскольку падение напряжения на MOSFET может быть значительно ниже, чем на диоде.

Ещё более эффективная версия использует четыре MOSFET, полностью исключая диоды. Однако за это приходится платить увеличением сложности в двухтактных PFC-преобразователях, поскольку они требуют драйвера верхнего плеча.

Варианты PFC вот практический PFC-преобразователь

Полное описание проектирования PFC-преобразователя выходит за рамки данной статьи, но можем сделать следующее полезное дело — рассмотреть реальный пример.

Это варианты PFC-преобразователь повышающего типа мощностью 350 Вт на основе микросхемы L4986 — весьма типичный пример тех чипов, которые сегодня широко доступны. Принципиальная схема как образец для понимания работы узлов находится ниже.

Вход от сети питания слева защищён предохранителем F1 и варистором на основе оксида металла (MOV) RV1. Затем сигнал проходит через синфазный фильтр, состоящий из двух конденсаторов класса X2 и синфазного дросселя L3. В этом фильтре отсутствуют конденсаторы класса Y, поскольку данная схема не имеет соединения с защитным заземлением сети.

Определённое подавление синфазных помех обеспечивается за счёт делителя напряжения, образованного синфазным импедансом L3 и синфазным импедансом нагрузки (50 Ом при измерении ЭМИ).

Диоды D8 и D9 подключают вход переменного тока к выводу HV контроллера. Этот вывод способен выдерживать до 800 В переменного тока и выполняет несколько функций.

Во-первых, он участвует в запуске контроллера. Если на этом выводе обнаруживается напряжение, превышающее примерно 29 В, конденсаторы на выводе Vcc заряжаются от него через внутренний ограничитель тока до тех пор, пока напряжение не достигнет уровня, достаточного для запуска управляющей микросхемы.

После того как PFC-преобразователь запустился и работает, вывод Vcc питается от вспомогательной обмотки повышающего дросселя L1 через последовательный резистор 100 Ом, разделительный конденсатор 100 нФ и диод D7. Стабилитрон D6 ограничивает напряжение Vcc максимумом около 18 В.

Вывод HV также используется для измерения напряжения переменного тока для схемы защиты от пониженного напряжения (brownout) и для формирования модуляции, необходимой для придания формы входному току. Вывод HV также может определять момент отключения сети и подключать токовый сток для разряда X-конденсаторов, что устраняет необходимость в разрядном резисторе и связанных с ним потерях мощности. Это довольно много функций для одного вывода!

Вход переменного тока выпрямляется мостовым выпрямителем на 15 А 600 В (D3), установленным на одном из двух радиаторов. За выпрямителем следует фильтр дифференциального режима, состоящий из L2 и конденсатора 1 мкФ, который ослабляет основную гармонику помех переключения частотой 65 кГц на входе примерно в восемь раз, а высшие гармоники — в пропорционально большей степени.

Повышающий преобразователь состоит из дросселя L1, MOSFET транзистора Q1 и диода D1, при этом один конденсатор 470 нФ и два конденсатора по 100 мкФ образуют его выходной фильтр. Диод D2 предварительно заряжает эти конденсаторы при первом включении питания, чтобы повышающий преобразователь мог запуститься намного быстрее, чем если бы ему пришлось заряжать их с нуля.

Холодное сопротивление NTC-термистора мощностью 1 Вт ограничивает бросковый ток заряда конденсаторов, но, когда через него протекает рабочий ток, его сопротивление уменьшается на пару порядков, и им можно более или менее пренебречь.

Ток транзистора MOSFET измеряется с помощью трёх параллельных шунтирующих резисторов по 0,22 Ом, расположенных ниже L2. Получаемое (отрицательное) напряжение на шунте подаётся через резистор 51 Ом на микросхему контроллера, где оно сравнивается с опорным током для определения момента выключения MOSFET. Если напряжение на выводе CS падает ниже -0,49 В, внутренний компаратор перегрузки по току переопределяет модулятор, ограничивая пиковый ток примерно на уровне 6,7 А.

Затвор транзистора MOSFET управляется через резисторы 3,9 Ом и 6,8 Ом, а также диод D4. Эта цепь позволяет раздельно управлять временем включения и выключения MOSFET. Затвор Q1 заряжается (для включения) только через резистор 6,8 Ом, а разряжается через оба резистора параллельно, компенсируя тот факт, что у STF36N60M6 собственное время выключения (50 нс) значительно больше, чем время включения (15 нс).

Обратная связь по выходному напряжению подаётся на вывод FB микросхемы контроллера (U1) через делитель, образованный тремя резисторами по 2,2 МОм, а также последовательно-параллельной комбинацией четырёх резисторов различных номиналов на землю (16 кОм, 100 кОм, 30 кОм и 360 кОм).

Это напряжение обратной связи внутри схемы сравнивается с опорным напряжением 2,5 В для формирования сигнала ошибки. Как и вход измерения тока, независимый компаратор отключает повышающий преобразователь, если напряжение обратной связи превышает опорное более чем примерно на 7%.

Если напряжение на выводе обратной связи падает ниже примерно 0,5 В, контроллер переходит в «режим внешних пакетных импульсов» (external burst mode), в котором коммутация запрещена. Это предотвращает неконтролируемый рост выходного напряжения в случае обрыва резисторов делителя напряжения, а также позволяет внешнему контроллеру отключать преобразователь через ключ на транзисторе Q4.

Эта функция может использоваться для снижения потребляемой мощности, когда следующий преобразователь отключён или имеет очень малую нагрузку. Отключение и включение PFC таким способом происходит быстро, поскольку микросхема управления не проходит всю процедуру запуска каждый раз.

Делитель напряжения обратной связи также выполняет функцию входа для компаратора «питание в норме» (power-good) контроллера. Если напряжение на выводе PGIN превышает 2,375 В, вывод «питание в норме» (PG) с открытым коллектором устанавливается в низкий уровень (логический 0).

Стоит ещё упомянуть транзистор Q3 и связанные с ним компоненты цепи управления базой. Микросхема контроллера имеет пороговый детектор на выводе COMP, который отключает PFC-преобразователь, если напряжение на нём падает ниже примерно 0,5 В. Это можно использовать для остановки и запуска преобразователя, но в отличие от управления в пакетном режиме (Burst Mode), при включении преобразователь проходит полный цикл мягкого запуска.

Тестирование варианты PFC на стенде с нагрузкой 500 Вт. Среднее постоянное напряжение и ток в нагрузке составили 396,7 В и 0,785 А соответственно, что даёт активную мощность 311,4 Вт. Результирующий коэффициент мощности равен 0,96, что примерно столько, сколько можно было ожидать.

Запись Варианты PFC впервые появилась HamRadio .

В этой статье кратко разберём, что такое корректор мощности и как он работает, какие преимущества он даёт, представим практическую схему на микросхеме MC34262.

Так что такое корректор мощности?

По своей сути корректор мощности — это однотактный повышающий преобразователь напряжения. Его главное отличие от обычного повышающего преобразователя — чрезвычайно широкий диапазон входных напряжений.

Корректор мощности, начинает работать уже при 80 В входного напряжения и сохраняет работоспособность до 300–350 В

Напряжение на корректор подаётся непосредственно с выпрямительного моста. При этом входной фильтр содержит лишь небольшой конденсатор ёмкостью 1–2 мкФ, который выполняет скорее символическую роль.

Интересная особенность, за каждый период сетевого напряжения корректор запускается и отключается дважды — то есть примерно 100 раз в секунду.

Преимущества корректор мощности

1. Стабилизация выходного напряжения, корректор мощности поддерживает выходное напряжение стабильным независимо от входного. Традиционно его устанавливают на уровне 400В (хотя это не жёсткое требование).

Благодаря широкому диапазону входного напряжения (80–300 В), устройство работает даже при сильных отклонениях сети. Часто позволяет отказаться от регулируемого стабилизатора, заменив его более простым и дешёвым.

2. Эффективное использование энергии сети

Обычный импульсный конвертор использует энергию из сети лишь 10–15% времени. Всё остальное время он расходует энергию, накопленную в конденсаторе фильтра.

Корректор мощности работает иначе, потребляет энергию непосредственно из сети 60–70% времени периода. Позволяет уменьшить ёмкость сетевых конденсаторов в 4–5 раз без потери качества.

3. Снижение токов и потерь

Повышенное выходное напряжение (400 В вместо 300 В)

Уменьшает токи, коммутируемые ключами преобразователя, снижает рассеиваемую на них мощность. Позволяет использовать конденсаторы меньшей ёмкости (энергия пропорциональна квадрату напряжения)

Микросхема MC34262

Одной из наиболее простых и доступных микросхем для построения корректоров мощности является MC34262 от Motorola. Схема, описанная ниже, выполнена именно на этой микросхеме и мало отличается от типовой схемы включения, рекомендуемой производителем.

Основные параметры корректор мощности приведенной выше

Входное напряжение  80–300 В

Выходное напряжение 385 В (стабилизированное)

Выходная мощность до 800 Вт

Частота включений ~100 Гц

Выбор выходного напряжения 385 В обусловлен совместимостью с импульсными конверторами по схеме со средней точкой. При этом напряжение на ключах не превышает 900 В — для такого напряжения номенклатура силовых транзисторов остаётся широкой.

Дроссели, намотка и материалы

Дроссель сетевого фильтра L1

Сердечник        Кольцо из феррита М2000, типоразмер К28×16×9

Провод               Два провода МГТФ-0,35, намотаны до заполнения окна

Дроссель L2 (основной)

Сердечник        Кольцо из феррита М2000НМ, типоразмер К45×28×8

Подготовка       Кольцо раскалывается пополам и склеивается с прокладками ≥1 мм

Обмотка 1          6 витков проводом МГТФ-0,07

Обмотка 2          60 витков проводом ПЭЛ-2 диаметром 1,2 мм

Важно: на торцы кольца перед намоткой необходимо наклеить картонные шайбы большего диаметра, чтобы исключить контакт провода с ферритом. Для склейки используйте эпоксидный клей под прессом — при недостаточно плотной склейке дроссель будет гудеть.

Настройка и запуск

Правильно собранное устройство обычно не требует настройки. Однако если выходное напряжение не достигает нужного уровня (385 В):

Уменьшите сопротивление резистора R4 или домотайте 1–2 витка в обмотку 1 дросселя L2

Итоговые характеристики

Входное напряжение  80–300 В

Выходное напряжение 385 В (стабилизированное)

Выходная мощность    до 800 Вт

Эффективность использования сети 60–70% времени периода

Частота включений ~100 Гц

Заключение

Корректор мощности — это не просто модный элемент, а инженерное решение, которое даёт реальные преимущества:

Стабильность выходного напряжения в широком диапазоне входных значений, эффективность использования сетевой энергии. Снижение требований к ёмкости фильтрующих конденсаторов.

Упрощение конструкции импульсного блока питания, если вы проектируете импульсный конвертор мощностью от 100 Вт и выше, применение корректора мощности станет правильным и оправданным шагом. (Сейчас уже стандарты таковы, свыше 70 ватт потребления, в обязательном порядке схемные решения обязаны быть с корректорами мощности)

Запись Корректор мощности впервые появилась HamRadio .

Микросхема использует корпус с 15 выводами, и для её работы достаточно нескольких электролитических и керамических конденсаторов, а также нескольких резисторов.

Стереофонический усилитель на STK435 может работать в широком диапазоне напряжений питания. При напряжении 12 В она способна отдать в нагрузку около 7 Вт выходной мощности на канал на громкоговоритель с импедансом 8 Ом.

В этих условиях она обеспечивает хорошее качество звука с низкими нелинейными искажениями. Прототип, изготовлен на макетной плате показан в начале статьи. Принципиальная схема стереофонический усилитель на STK435 показана на рисунке ниже.

На схеме показаны два одинаковых канала — левый и правый — необходимые в любом стереофоническом усилителе.

Схема и работа cтереофонический усилитель на STK435

Принципиальная схема усилителя показана на рисунке выше.

Выполнение проекта следует начинать с комплектования элементов. Поскольку оба канала идентичны, дальнейшее описание относится к одному из них — обозначенному на схеме как IC1A.

Монтаж начинаем с соединения вывода 1 микросхемы STK435 с двумя последовательно соединёнными резисторами R2 и R3. Образовавшийся узел затем следует соединить с резистором R5 номиналом 100 Ом, к которому подводится напряжение питания +12 В от разъёма CON2. Точка соединения резисторов R2 и R3 развязана по земле электролитическим конденсатором C3 ёмкостью 10 мкФ/25 В.

Сигнал входного сигнала правого канала подаётся через разъём CON1 через резистор 1 кОм и электролитический конденсатор C2 (0,47 мкФ/25 В). Положительный полюс конденсатора следует соединить с выводом 1 микросхемы STK435. Со стороны отрицательного полюса конденсатора C2 необходимо дополнительно подключить к земле керамический конденсатор C1 ёмкостью 470 пФ.

Вывод 2 микросхемы STK435 соединяем с землёй через последовательную цепь, состоящую из конденсатора C4 (220 мкФ/25 В) и резистора R6 (120 Ом). Выводы 3, 4 и 8 необходимо непосредственно соединить с землёй.

Выход правого канала — это вывод 5 микросхемы STK435. Из-за несимметричного питания динамик подключается к выходу через электролитический конденсатор C6 ёмкостью 1000 мкФ/25 В. Следует применить динамик с сопротивлением 8 Ом и мощностью не менее 7 Вт. Параллельно динамику LS1, со стороны отрицательного полюса конденсатора C6, необходимо подключить последовательную RC-цепь, состоящую из резистора R7 (4,7 Ом) и конденсатора C14 (0,1 мкФ).

Между выводами 5 и 6 микросхемы STK435 необходимо подключить электролитический конденсатор ёмкостью 47 мкФ, соблюдая его положительную полярность со стороны выхода усилителя.

Вывод 7 микросхемы STK435 соединяем непосредственно с положительным напряжением питания. Вывод 9 также подключаем к питанию, но через резистор R5 номиналом 100 Ом. Напряжение на этом выводе дополнительно фильтруется конденсатором C15 (100 мкФ/25 В), подключённым к земле.

Дополнительным элементом является резистор R8 номиналом 12 кОм, который необходимо соединить между выходом усилителя и выводом 2 микросхемы STK435.

Аналогичным образом следует выполнить второй канал усилителя (IC1B), использующий выводы 10…15 микросхемы STK435.

Если все соединения выполнены правильно, устройство должно запуститься сразу после подачи сигнала на разъёмы CON1 и CON3 и напряжения питания +12 В на разъём CON2. В качестве источника сигнала можно использовать компьютер или MP3-плеер.

Монтаж и запуск устройства

Для усилителя был разработан проект печатной платы. На рисунках ниже показывает расположение элементов на печатной плате, а также разводка и может быть полезна при монтаже.

После завершения монтажа к плате следует подключить динамики сопротивлением 8 Ом и мощностью не менее 7 Вт, а также напряжение питания 12 В от внешнего источника питания или аккумулятора. Если в этот момент в обоих динамиках появится тихий щелчок, это хороший признак, указывающий на правильный монтаж схемы.

Затем следует провести испытания с использованием любого стереофонического источника сигнала. Предварительно это может быть даже фоновый гул сети, вызванный прикосновением металлической отвёрткой ко входу. Появление характерного звука в динамиках ещё не означает полной работоспособности усилителя, но является хорошим показателем нормальной работы.

В конце следует подать звуковой сигнал (например, с генератора, компьютера или MP3-плеера) и проверить работу усилителя во всём диапазоне частот и мощностей.

Запись Стереофонический усилитель на STK435 впервые появилась HamRadio .

Если возникает необходимость управлять устройством большой мощности, например, электрической плитой, достаточно применить реле с соответствующей нагрузочной способностью контактов и провода соответствующего сечения со стороны исполнительной части таймера.

Конструкция и работа простой таймер длительных интервалов

Принципиальная схема простой таймер длительных интервалов показана на рисунке.

В этой схеме использованы: сетевой трансформатор X1, диодный мост BR1, интегральный стабилизатор напряжения 12 В типа LM7812 (IC1), сдвоенный операционный усилитель LM358 (IC2), транзистор BC547 (T1), реле с SPDT-контактами и катушкой на 12 В, один диод 1N4007 (D1), сигнальный диод 1N4148 (D2), два светодиода (LED1 и LED2), а также несколько недорогих резисторов и конденсаторов.

Ключевым элементом таймера является операционный усилитель LM358. В нём используются оба операционных усилителя, один работает в качестве источника тока, а второй — как аналоговый компаратор. Отсчёт времени происходит в цепи конденсатора большой ёмкости, заряжаемого постоянным током.

Конденсатор выполняет роль интегрирующего элемента, на котором напряжение линейно возрастает с течением времени. Схема питается напряжением 12 В постоянного тока, получаемым от традиционного линейного источника питания.

Сетевое переменное напряжение понижается трансформатором X1, затем выпрямляется диодным мостом BR1, состоящим из четырёх диодов, и сглаживается конденсатором C1. Выпрямленное постоянное напряжение подаётся на стабилизатор LM7812, на выходе которого мы получаем чистое и хорошо стабилизированное постоянное напряжение. Невысокий КПД такого источника питания не является проблемой, поскольку таймер потребляет лишь небольшой ток.

Операционный усилитель IC2A сконфигурирован для усиления с единичным коэффициентом, то есть работает в качестве повторителя напряжения. Такой режим работы обеспечивает большую отрицательную обратную связь внутри этого усилителя. Его задача — не усиливать сигнал, а выполнять роль «трансформатора импеданса» — цепи с очень высоким входным и низким выходным сопротивлением.

Таким образом, он воспроизводит значение контролируемого напряжения, не нагружая высокоомный источник. Буфер воспроизводит на выходе IC2A напряжение с конденсатора C3, сохраняя возможность как отдавать, так и потреблять ток. Между выходом этого усилителя и узлом, обозначенным на схеме как J, включён стабилитрон с пороговым напряжением 2,2 В.

При этом резистор R1 имеет значительно меньшее сопротивление, чем R2. В результате только часть тока с R1 поступает в R2, а его избыток поглощается выходом операционного усилителя IC2A. Таким образом реализуется источник тока – напряжение на R2 поддерживается на постоянном уровне, равном напряжению стабилитрона ZD1.

Конденсатор C3 медленно заряжается током, протекающим через R2, благодаря чему нарастание напряжения на C3 имеет линейный характер. Наклон этого фронта определяется ёмкостью C3 и выходным током источника тока, который можно легко вычислить как отношение напряжения ZD1 к сопротивлению R2, то есть 2,2V : 2,2МОм = 1 мкА.

Напряжение с C3 контролируется и сравнивается с постоянным уровнем, установленным потенциометром VR1. Поскольку ток заряда C3 очень мал, контроль напряжения должен осуществляться цепью с очень высоким входным сопротивлением – такое обеспечивает неинвертирующий вход операционного усилителя LM358. Дополнительно на этом входе применён резистор R4 (100 кОм), влияние которого на работу схемы, пренебрежимо мало.

Усилитель IC2B работает как компаратор в стандартном включении. Когда напряжение на его неинвертирующем входе превышает уровень, установленный потенциометром VR1, выход меняет состояние с низкого на высокий, что открывает транзистор T1, а тот, в свою очередь, включает реле RL1.

Время задержки между обнулением напряжения на C3 и включением реле пропорционально напряжению, установленному потенциометром, благодаря чему шкалу VR1 можно проградуировать в единицах времени. В схеме также применены два светодиода, выполняющие функцию индикаторов. LED1 сигнализирует о наличии питания, а LED2 – об активном состоянии реле RL1.

Между выходом компаратора IC2B и базой транзистора T1 включена дополнительная цепь с диодом D2 и конденсатором C4. Её задача – сглаживать управляющее напряжение на транзисторе в случае нестабильного переключения выхода компаратора, что может происходить из-за очень медленного фронта напряжения на конденсаторе C3.

Конструкция и тестирование работы схемы

Вся схема собрана на универсальной монтажной плате размерами 10,2 см × 7,6 см. Под этот размер был подобран пластиковый корпус из ПВХ. В корпусе необходимо предусмотреть разъём CON2 для подключения нагрузки и CON1 для напряжения 230 В переменного тока, питающего таймер и исполнительное устройство (включаемое или отключаемое по истечении заданного времени).

Дополнительный переключатель S2 (типа SPDT) позволяет выбрать режим работы, «включить» или «выключить» по истечении заданного времени задержки. Запуск таймера осуществляется кнопкой S1, которая разряжает времязадающий конденсатор C3 и обеспечивает начало отсчёта времени от нулевого значения.

Конструкция схемы позволяет проградуировать потенциометр VR1 в диапазоне от 0 до 12 часов. Шкала этого потенциометра должна быть приблизительно линейной. При необходимости получения другого диапазона измерения времени схему можно легко адаптировать под индивидуальные требования, изменив значения C3, R2 и, возможно, стабилитрона ZD1.

Наличие диода D1 в коллекторной цепи транзистора T1 обязательно из-за индуктивного характера нагрузки, которой является катушка реле RL1. Отсутствие этого диода неизбежно приведёт к повреждению транзистора из-за перенапряжения, возникающего при выключении реле.

Запись Простой таймер длительных интервалов впервые появилась HamRadio .

Начнём знакомство с объяснения того, как работает диаграмма Смита, а затем перейдём к демонстрации того, как VNA можно использовать для выполнения некоторых базовых задач. Типичным применением является проектирование антенн и устройств для их питания и согласования с передатчиком. На рисунке показывает базовую структуру диаграммы Смита.

Хотя это может выглядеть несколько устрашающе, основная концепция проста: комплексное сопротивление (импеданс, содержащее как активную/резистивную, так и реактивную составляющие) может быть отображено в круговое пространство, где горизонтальная ось представляет сопротивление (активную часть), а внешняя окружность представляет реактивное сопротивление (мнимую часть).

Положительные значения реактивного сопротивления (индуктивное сопротивление) располагаются вдоль верхней полуокружности, тогда как отрицательные значения реактивного сопротивления (ёмкостное сопротивление) соответствуют нижней полуокружности. Мнимые (реактивные) компоненты обозначаются буквой j (вместо i, используемой математиками), знак которой может быть положительным или отрицательным в зависимости от того, является ли реактивное сопротивление индуктивным или ёмкостным.

Некоторые фундаментальные компоненты показаны вместе с их представлением на диаграмме Смита на рисунке.

Чисто активное сопротивление, равное характеристическому импедансу системы, показано на рисунке (a), в то время как соединения короткого замыкания и разомкнутой цепи показаны соответственно на рисунке (b) и (c).

Чистая индуктивная и ёмкостная составляющая представлены точками на окружности, как показано на рисунке (d) и (e). Поскольку их реактивное сопротивление изменяется с частотой, они показаны в виде линий, а не точек, причём стрелка на линии указывает направление увеличения частоты.

Наконец, на рисунке (f) показано последовательное соединение чистой индуктивности и ёмкости. Обратите внимание, что сопротивление этой комбинации будет равно нулю на частоте резонанса f0. Это резонансная частота, на которой индуктивное и ёмкостное сопротивления становятся равными по величине, но противоположными по знаку и взаимно компенсируют друг друга.

Диаграмма Смита в анализаторе j-обозначение

Если вы не знакомы с j-обозначением, просто запомните, что j используется для обозначения реактивной части сопротивления (j = √-1). Если вас не совсем устраивает понятие «мнимых» чисел, просто запомните, что когда знак j- положительный, компонент является индуктивным, и, наоборот, когда знак j- отрицательный, компонент является ёмкостным.

Все реальные ВЧ-компоненты и антенны обладают комплексным сопротивлением, содержащим как активное, так и реактивное сопротивление, и поэтому могут быть представлены с использованием j-обозначения. Важно отметить, что комплексное сопротивление изменяется с частотой из-за изменения значений реактивного сопротивления.

Рассмотрим случай компонента, который можно представить как сопротивление 50 Ом, соединённое последовательно с индуктивностью 100 nH. На частоте 100 МГц реактивное сопротивление катушки индуктивности составит приблизительно 63 Ом, и компонент будет иметь импеданс, который можно выразить как (50 + j63) Ом. На частоте 140 МГц индуктивное реактивное сопротивление компонента возрастёт до 88 Ом, поэтому импеданс будет равен (50 + j88) Ом.

Соответствующие значения импеданса для сопротивления 50 Ом, соединённого последовательно с конденсатором 20 пФ, будут равны (50 — j80) Ом на частоте 100 МГц и ( (50 — j57) Ом на частоте 140 МГц.

Мы кратко упоминали о необходимости нормировки импедансов в нашем обсуждении VNA. Чтобы учесть любое заданное значение характеристического импеданса, значения, отображаемые на диаграмме Смита, должны быть сначала нормированы путём простого деления активной и реактивной частей на значение характеристического импеданса.

Так, например, импеданс (50 + j25) Ом будет отображаться как (1 + j0.5) Ом. И наоборот, импеданс (50 — j25) Ом будет нормирован к (1 — j0.5) Ом. Эти сопряжённые точки показаны на рисунке ниже.

Коэффициент стоячей волны (КСВ)

Коэффициент стоячей волны можно легко отобразить на диаграмме Смита, наложив на диаграмму окружности постоянного КСВ, как показано на рисунке.

Обратите внимание, что значение КСВ, равное единице, соответствует окружности нулевого радиуса (т.е. точке в самом центре диаграммы Смита), в то время как бесконечный КСВ соответствует внешней границе диаграммы.

При использовании диаграмма Смита в анализаторе как инструмента для исследования согласования, разработчик ВЧ-устройств неизменно стремится к тому, чтобы импедансы нагрузки были как можно ближе к центру диаграммы Смита. Возможность наблюдать все эти процессы в реальном времени делает настройку по-настоящему простой!

Графики зависимости импеданса от частоты

Диаграммы Смита часто используются для визуализации поведения антенн и устройств в диапазоне частот. На рисунке ниже показан пример анализа компонента, в котором нормированный импеданс изменяется от (0.23 — j0.65) Ом до (0.75 + j0.41) Ом} в диапазоне частот от 110 МГц до 135 МГц.

Обратите внимание, как антенна становится чисто активной на частоте 120 МГц и как КСВ антенны опускается ниже двух выше 130 МГц.

Недорогой векторный анализатор цепей может обеспечить быструю проверку характеристик антенны и её фидера. На рисунке показаны некоторые типичные результаты анализа четвертьволновой антенны на 130 МГц в 50-омной системе. Развёртка частоты анализатора была установлена от 120 МГц до 135 МГц с маркерами, отображаемыми на частотах 120 МГц, 125 МГц и 130 МГц.

Из рисунка мы можем быстро определить, что:

• КСВ антенны меньше 2 во всём диапазоне частот;
• Антенна является чисто активной на частотах 123 МГц и 133 МГц;
• Наименьший КСВ (приблизительно 1,6) достигается на частоте 130,5 МГц, наилучшее согласование с 50-омной системой получается на этой частоте.
• Вот так просто можно по диаграмме Смита определять настройку антенно фидерной системы передающей аппаратуры.

Запись Диаграмма Смита в анализаторе впервые появилась HamRadio .

С появлением нового прибора мир изменился и в отношении этого типа устройств. Биполярный транзистор (будь то структуры PNP или NPN) во многих отношениях отличается от электронной лампы. Транзистор по своей сути является токоуправляемым прибором, то есть для управления током коллектора требуется соответствующий ток базы. С точки же зрения GDO, это низкоомный прибор, в базу которого течёт постоянный ток в зависимости от того, существует генерация или нет.

Хотя в транзисторе переход Б-Э можно рассматривать как диод, аналогию с выпрямлением сетка–катод провести нельзя, поскольку значительная часть тока базы задаёт рабочую точку, а следствием этого является то, что для питания стрелочного прибора постоянным током необходим очень чувствительный индикатор, что тоже имеет свои «тонкости».

Первоначально для этой цели использовались германиевые диоды (например, 1N34A), которые в наши дни (если следовать этой схемотехнической структуре) были заменены кремниевыми диодами Шоттки. Начальный вариант на германиевых транзисторах показан на рисунке выше 2. В своё время в США в качестве коммерческого продукта был доступен дип-метр на двухполюсном приборе — туннельном диоде (модель Heathkit HM-10-A).

В этом случае использовался генератор на туннельном диоде, а в качестве ВЧ-детектора применялся отдельный диод общего назначения, который обеспечивал постоянный ток для измерительного прибора. Учитывая курьёзный характер этого решения, тут также будет представлена конструкция на лямбда-диоде, соответствующая современному уровню.

Продолжение статьи о ГИР на полевых транзисторах (JFET)

Следующим этапом эволюции ГИР стало применение полевых транзисторов с управляющим p-n-переходом (JFET). В отличие от биполярных транзисторов, JFET является напряжением управляемым прибором, что делает его гораздо более похожим на электронную лампу по своим характеристикам.

Входное сопротивление JFET очень высокое, а значит, он оказывает минимальное шунтирующее влияние на колебательный контур — это критически важно для сохранения добротности и точности измерений.

В продолжение статьи о ГИР на JFET обычно используется классический генератор Колпитца или Хартли, где полевым транзистором управляет напряжение на затворе. Индикация (провала) может осуществляться как по току стока, так и с помощью отдельного детектора.

Благодаря высокому входному сопротивлению, JFET-версии ГИР обеспечивают более стабильную работу в широком диапазоне частот и меньше нагружают измеряемый контур по сравнению с биполярными аналогами. На рисунке показан типовой вариант реализации ГИР на полевых транзисторах.

Такие конструкции получили широкое распространение в любительской практике в 1970–80-х годах и остаются актуальными благодаря своей простоте, надёжности и хорошим параметрам.

JFET был (и остаётся по сей день) тем полупроводниковым прибором, который ведёт себя в ГИР так же, как когда-то электронная лампа. Более того, его (сокращённое) название даже может вернуться к GDO, поскольку в этом случае уместно название Gate-DIP Oscillator (Meter)!

Как и электронная лампа, JFET требует напряжения на затворе (gate) для управления током стока (по аналогии с анодным током), а его переход G-S также можно уподобить тому самому сеточному выпрямлению. Благодаря этому N-канальный JFET, работающий от гораздо более низкого напряжения, можно поставить на место триода в старой ламповой конструкции.

Разумеется, после значительного снижения «анодного напряжения» — и он в большинстве случаев сразу же станет работоспособным. Ранние JFET имели ограниченное применение в верхних диапазонах УКВ, но прогресс принёс решение и в этой области.

Первым шагом стало использование транзисторов семейства 2N3821–2N3823 (Texas Instruments), а затем один за другим стали появляться современные, недорогие и доступные варианты. На рисунке показаны реализации ГИР на N-канальном JFET с различными типами включения.

ГИР на MOSFET

MOSFET, в отличие от JFET, не содержит диода затвор–исток в привычном понимании, поэтому здесь мы также сталкиваемся с конструктивным изменением. В то же время можно сказать, что уже с самого начала довольно многие типы MOSFET были пригодны для создания приборов, работающих вплоть до УКВ-диапазона.

Компании RCA и Motorola разработали ряд N-канальных MOSFET (обеднённого типа) для телевизионных тюнеров, и поэтому они оказались вполне доступными по цене для использования в ГИР, например, как показано на рисунке.

Поскольку этот прибор не содержит диода G-S, выпрямление ВЧ-сигнала здесь также необходимо выполнять с помощью отдельного диода. Двухзатворный MOSFET также хорошо подходит для применения в ГИР, а в качестве «бонуса» второй затвор можно использовать для регулировки уровня генерации (чувствительности).

Прочие технические соображения

Помимо выбора активного элемента (лампа, биполярный транзистор, JFET, MOSFET), при проектировании и изготовлении ГИР необходимо учитывать целый ряд других важных факторов.

К ним относятся: конструкция и исполнение колебательного контура (катушки индуктивности и конденсаторы), способ связи с измеряемым внешним контуром, тип индикаторного устройства (стрелочный прибор, светодиодная шкала, цифровой индикатор), а также вопросы питания и экранирования.

Особого внимания заслуживает широкодиапазонное перекрытие — от длинных волн до УКВ, что требует сменных катушек или тщательно продуманной схемы переключения диапазонов. Немаловажную роль играет и стабильность частоты генератора, особенно при точных измерениях, а также защита от влияния рук оператора и внешних полей. В следующих статьях подробнее остановимся на некоторых из этих аспектов. Начало здесь.

Запись Продолжение статьи о ГИР впервые появилась HamRadio .