Микросхема использует корпус с 15 выводами, и для её работы достаточно нескольких электролитических и керамических конденсаторов, а также нескольких резисторов.

Стереофонический усилитель на STK435 может работать в широком диапазоне напряжений питания. При напряжении 12 В она способна отдать в нагрузку около 7 Вт выходной мощности на канал на громкоговоритель с импедансом 8 Ом.

В этих условиях она обеспечивает хорошее качество звука с низкими нелинейными искажениями. Прототип, изготовлен на макетной плате показан в начале статьи. Принципиальная схема стереофонический усилитель на STK435 показана на рисунке ниже.

На схеме показаны два одинаковых канала — левый и правый — необходимые в любом стереофоническом усилителе.

Схема и работа cтереофонический усилитель на STK435

Принципиальная схема усилителя показана на рисунке выше.

Выполнение проекта следует начинать с комплектования элементов. Поскольку оба канала идентичны, дальнейшее описание относится к одному из них — обозначенному на схеме как IC1A.

Монтаж начинаем с соединения вывода 1 микросхемы STK435 с двумя последовательно соединёнными резисторами R2 и R3. Образовавшийся узел затем следует соединить с резистором R5 номиналом 100 Ом, к которому подводится напряжение питания +12 В от разъёма CON2. Точка соединения резисторов R2 и R3 развязана по земле электролитическим конденсатором C3 ёмкостью 10 мкФ/25 В.

Сигнал входного сигнала правого канала подаётся через разъём CON1 через резистор 1 кОм и электролитический конденсатор C2 (0,47 мкФ/25 В). Положительный полюс конденсатора следует соединить с выводом 1 микросхемы STK435. Со стороны отрицательного полюса конденсатора C2 необходимо дополнительно подключить к земле керамический конденсатор C1 ёмкостью 470 пФ.

Вывод 2 микросхемы STK435 соединяем с землёй через последовательную цепь, состоящую из конденсатора C4 (220 мкФ/25 В) и резистора R6 (120 Ом). Выводы 3, 4 и 8 необходимо непосредственно соединить с землёй.

Выход правого канала — это вывод 5 микросхемы STK435. Из-за несимметричного питания динамик подключается к выходу через электролитический конденсатор C6 ёмкостью 1000 мкФ/25 В. Следует применить динамик с сопротивлением 8 Ом и мощностью не менее 7 Вт. Параллельно динамику LS1, со стороны отрицательного полюса конденсатора C6, необходимо подключить последовательную RC-цепь, состоящую из резистора R7 (4,7 Ом) и конденсатора C14 (0,1 мкФ).

Между выводами 5 и 6 микросхемы STK435 необходимо подключить электролитический конденсатор ёмкостью 47 мкФ, соблюдая его положительную полярность со стороны выхода усилителя.

Вывод 7 микросхемы STK435 соединяем непосредственно с положительным напряжением питания. Вывод 9 также подключаем к питанию, но через резистор R5 номиналом 100 Ом. Напряжение на этом выводе дополнительно фильтруется конденсатором C15 (100 мкФ/25 В), подключённым к земле.

Дополнительным элементом является резистор R8 номиналом 12 кОм, который необходимо соединить между выходом усилителя и выводом 2 микросхемы STK435.

Аналогичным образом следует выполнить второй канал усилителя (IC1B), использующий выводы 10…15 микросхемы STK435.

Если все соединения выполнены правильно, устройство должно запуститься сразу после подачи сигнала на разъёмы CON1 и CON3 и напряжения питания +12 В на разъём CON2. В качестве источника сигнала можно использовать компьютер или MP3-плеер.

Монтаж и запуск устройства

Для усилителя был разработан проект печатной платы. На рисунках ниже показывает расположение элементов на печатной плате, а также разводка и может быть полезна при монтаже.

После завершения монтажа к плате следует подключить динамики сопротивлением 8 Ом и мощностью не менее 7 Вт, а также напряжение питания 12 В от внешнего источника питания или аккумулятора. Если в этот момент в обоих динамиках появится тихий щелчок, это хороший признак, указывающий на правильный монтаж схемы.

Затем следует провести испытания с использованием любого стереофонического источника сигнала. Предварительно это может быть даже фоновый гул сети, вызванный прикосновением металлической отвёрткой ко входу. Появление характерного звука в динамиках ещё не означает полной работоспособности усилителя, но является хорошим показателем нормальной работы.

В конце следует подать звуковой сигнал (например, с генератора, компьютера или MP3-плеера) и проверить работу усилителя во всём диапазоне частот и мощностей.

Запись Стереофонический усилитель на STK435 впервые появилась HamRadio .

Если возникает необходимость управлять устройством большой мощности, например, электрической плитой, достаточно применить реле с соответствующей нагрузочной способностью контактов и провода соответствующего сечения со стороны исполнительной части таймера.

Конструкция и работа простой таймер длительных интервалов

Принципиальная схема простой таймер длительных интервалов показана на рисунке.

В этой схеме использованы: сетевой трансформатор X1, диодный мост BR1, интегральный стабилизатор напряжения 12 В типа LM7812 (IC1), сдвоенный операционный усилитель LM358 (IC2), транзистор BC547 (T1), реле с SPDT-контактами и катушкой на 12 В, один диод 1N4007 (D1), сигнальный диод 1N4148 (D2), два светодиода (LED1 и LED2), а также несколько недорогих резисторов и конденсаторов.

Ключевым элементом таймера является операционный усилитель LM358. В нём используются оба операционных усилителя, один работает в качестве источника тока, а второй — как аналоговый компаратор. Отсчёт времени происходит в цепи конденсатора большой ёмкости, заряжаемого постоянным током.

Конденсатор выполняет роль интегрирующего элемента, на котором напряжение линейно возрастает с течением времени. Схема питается напряжением 12 В постоянного тока, получаемым от традиционного линейного источника питания.

Сетевое переменное напряжение понижается трансформатором X1, затем выпрямляется диодным мостом BR1, состоящим из четырёх диодов, и сглаживается конденсатором C1. Выпрямленное постоянное напряжение подаётся на стабилизатор LM7812, на выходе которого мы получаем чистое и хорошо стабилизированное постоянное напряжение. Невысокий КПД такого источника питания не является проблемой, поскольку таймер потребляет лишь небольшой ток.

Операционный усилитель IC2A сконфигурирован для усиления с единичным коэффициентом, то есть работает в качестве повторителя напряжения. Такой режим работы обеспечивает большую отрицательную обратную связь внутри этого усилителя. Его задача — не усиливать сигнал, а выполнять роль «трансформатора импеданса» — цепи с очень высоким входным и низким выходным сопротивлением.

Таким образом, он воспроизводит значение контролируемого напряжения, не нагружая высокоомный источник. Буфер воспроизводит на выходе IC2A напряжение с конденсатора C3, сохраняя возможность как отдавать, так и потреблять ток. Между выходом этого усилителя и узлом, обозначенным на схеме как J, включён стабилитрон с пороговым напряжением 2,2 В.

При этом резистор R1 имеет значительно меньшее сопротивление, чем R2. В результате только часть тока с R1 поступает в R2, а его избыток поглощается выходом операционного усилителя IC2A. Таким образом реализуется источник тока – напряжение на R2 поддерживается на постоянном уровне, равном напряжению стабилитрона ZD1.

Конденсатор C3 медленно заряжается током, протекающим через R2, благодаря чему нарастание напряжения на C3 имеет линейный характер. Наклон этого фронта определяется ёмкостью C3 и выходным током источника тока, который можно легко вычислить как отношение напряжения ZD1 к сопротивлению R2, то есть 2,2V : 2,2МОм = 1 мкА.

Напряжение с C3 контролируется и сравнивается с постоянным уровнем, установленным потенциометром VR1. Поскольку ток заряда C3 очень мал, контроль напряжения должен осуществляться цепью с очень высоким входным сопротивлением – такое обеспечивает неинвертирующий вход операционного усилителя LM358. Дополнительно на этом входе применён резистор R4 (100 кОм), влияние которого на работу схемы, пренебрежимо мало.

Усилитель IC2B работает как компаратор в стандартном включении. Когда напряжение на его неинвертирующем входе превышает уровень, установленный потенциометром VR1, выход меняет состояние с низкого на высокий, что открывает транзистор T1, а тот, в свою очередь, включает реле RL1.

Время задержки между обнулением напряжения на C3 и включением реле пропорционально напряжению, установленному потенциометром, благодаря чему шкалу VR1 можно проградуировать в единицах времени. В схеме также применены два светодиода, выполняющие функцию индикаторов. LED1 сигнализирует о наличии питания, а LED2 – об активном состоянии реле RL1.

Между выходом компаратора IC2B и базой транзистора T1 включена дополнительная цепь с диодом D2 и конденсатором C4. Её задача – сглаживать управляющее напряжение на транзисторе в случае нестабильного переключения выхода компаратора, что может происходить из-за очень медленного фронта напряжения на конденсаторе C3.

Конструкция и тестирование работы схемы

Вся схема собрана на универсальной монтажной плате размерами 10,2 см × 7,6 см. Под этот размер был подобран пластиковый корпус из ПВХ. В корпусе необходимо предусмотреть разъём CON2 для подключения нагрузки и CON1 для напряжения 230 В переменного тока, питающего таймер и исполнительное устройство (включаемое или отключаемое по истечении заданного времени).

Дополнительный переключатель S2 (типа SPDT) позволяет выбрать режим работы, «включить» или «выключить» по истечении заданного времени задержки. Запуск таймера осуществляется кнопкой S1, которая разряжает времязадающий конденсатор C3 и обеспечивает начало отсчёта времени от нулевого значения.

Конструкция схемы позволяет проградуировать потенциометр VR1 в диапазоне от 0 до 12 часов. Шкала этого потенциометра должна быть приблизительно линейной. При необходимости получения другого диапазона измерения времени схему можно легко адаптировать под индивидуальные требования, изменив значения C3, R2 и, возможно, стабилитрона ZD1.

Наличие диода D1 в коллекторной цепи транзистора T1 обязательно из-за индуктивного характера нагрузки, которой является катушка реле RL1. Отсутствие этого диода неизбежно приведёт к повреждению транзистора из-за перенапряжения, возникающего при выключении реле.

Запись Простой таймер длительных интервалов впервые появилась HamRadio .

Начнём знакомство с объяснения того, как работает диаграмма Смита, а затем перейдём к демонстрации того, как VNA можно использовать для выполнения некоторых базовых задач. Типичным применением является проектирование антенн и устройств для их питания и согласования с передатчиком. На рисунке показывает базовую структуру диаграммы Смита.

Хотя это может выглядеть несколько устрашающе, основная концепция проста: комплексное сопротивление (импеданс, содержащее как активную/резистивную, так и реактивную составляющие) может быть отображено в круговое пространство, где горизонтальная ось представляет сопротивление (активную часть), а внешняя окружность представляет реактивное сопротивление (мнимую часть).

Положительные значения реактивного сопротивления (индуктивное сопротивление) располагаются вдоль верхней полуокружности, тогда как отрицательные значения реактивного сопротивления (ёмкостное сопротивление) соответствуют нижней полуокружности. Мнимые (реактивные) компоненты обозначаются буквой j (вместо i, используемой математиками), знак которой может быть положительным или отрицательным в зависимости от того, является ли реактивное сопротивление индуктивным или ёмкостным.

Некоторые фундаментальные компоненты показаны вместе с их представлением на диаграмме Смита на рисунке.

Чисто активное сопротивление, равное характеристическому импедансу системы, показано на рисунке (a), в то время как соединения короткого замыкания и разомкнутой цепи показаны соответственно на рисунке (b) и (c).

Чистая индуктивная и ёмкостная составляющая представлены точками на окружности, как показано на рисунке (d) и (e). Поскольку их реактивное сопротивление изменяется с частотой, они показаны в виде линий, а не точек, причём стрелка на линии указывает направление увеличения частоты.

Наконец, на рисунке (f) показано последовательное соединение чистой индуктивности и ёмкости. Обратите внимание, что сопротивление этой комбинации будет равно нулю на частоте резонанса f0. Это резонансная частота, на которой индуктивное и ёмкостное сопротивления становятся равными по величине, но противоположными по знаку и взаимно компенсируют друг друга.

Диаграмма Смита в анализаторе j-обозначение

Если вы не знакомы с j-обозначением, просто запомните, что j используется для обозначения реактивной части сопротивления (j = √-1). Если вас не совсем устраивает понятие «мнимых» чисел, просто запомните, что когда знак j- положительный, компонент является индуктивным, и, наоборот, когда знак j- отрицательный, компонент является ёмкостным.

Все реальные ВЧ-компоненты и антенны обладают комплексным сопротивлением, содержащим как активное, так и реактивное сопротивление, и поэтому могут быть представлены с использованием j-обозначения. Важно отметить, что комплексное сопротивление изменяется с частотой из-за изменения значений реактивного сопротивления.

Рассмотрим случай компонента, который можно представить как сопротивление 50 Ом, соединённое последовательно с индуктивностью 100 nH. На частоте 100 МГц реактивное сопротивление катушки индуктивности составит приблизительно 63 Ом, и компонент будет иметь импеданс, который можно выразить как (50 + j63) Ом. На частоте 140 МГц индуктивное реактивное сопротивление компонента возрастёт до 88 Ом, поэтому импеданс будет равен (50 + j88) Ом.

Соответствующие значения импеданса для сопротивления 50 Ом, соединённого последовательно с конденсатором 20 пФ, будут равны (50 — j80) Ом на частоте 100 МГц и ( (50 — j57) Ом на частоте 140 МГц.

Мы кратко упоминали о необходимости нормировки импедансов в нашем обсуждении VNA. Чтобы учесть любое заданное значение характеристического импеданса, значения, отображаемые на диаграмме Смита, должны быть сначала нормированы путём простого деления активной и реактивной частей на значение характеристического импеданса.

Так, например, импеданс (50 + j25) Ом будет отображаться как (1 + j0.5) Ом. И наоборот, импеданс (50 — j25) Ом будет нормирован к (1 — j0.5) Ом. Эти сопряжённые точки показаны на рисунке ниже.

Коэффициент стоячей волны (КСВ)

Коэффициент стоячей волны можно легко отобразить на диаграмме Смита, наложив на диаграмму окружности постоянного КСВ, как показано на рисунке.

Обратите внимание, что значение КСВ, равное единице, соответствует окружности нулевого радиуса (т.е. точке в самом центре диаграммы Смита), в то время как бесконечный КСВ соответствует внешней границе диаграммы.

При использовании диаграмма Смита в анализаторе как инструмента для исследования согласования, разработчик ВЧ-устройств неизменно стремится к тому, чтобы импедансы нагрузки были как можно ближе к центру диаграммы Смита. Возможность наблюдать все эти процессы в реальном времени делает настройку по-настоящему простой!

Графики зависимости импеданса от частоты

Диаграммы Смита часто используются для визуализации поведения антенн и устройств в диапазоне частот. На рисунке ниже показан пример анализа компонента, в котором нормированный импеданс изменяется от (0.23 — j0.65) Ом до (0.75 + j0.41) Ом} в диапазоне частот от 110 МГц до 135 МГц.

Обратите внимание, как антенна становится чисто активной на частоте 120 МГц и как КСВ антенны опускается ниже двух выше 130 МГц.

Недорогой векторный анализатор цепей может обеспечить быструю проверку характеристик антенны и её фидера. На рисунке показаны некоторые типичные результаты анализа четвертьволновой антенны на 130 МГц в 50-омной системе. Развёртка частоты анализатора была установлена от 120 МГц до 135 МГц с маркерами, отображаемыми на частотах 120 МГц, 125 МГц и 130 МГц.

Из рисунка мы можем быстро определить, что:

• КСВ антенны меньше 2 во всём диапазоне частот;
• Антенна является чисто активной на частотах 123 МГц и 133 МГц;
• Наименьший КСВ (приблизительно 1,6) достигается на частоте 130,5 МГц, наилучшее согласование с 50-омной системой получается на этой частоте.
• Вот так просто можно по диаграмме Смита определять настройку антенно фидерной системы передающей аппаратуры.

Запись Диаграмма Смита в анализаторе впервые появилась HamRadio .

С появлением нового прибора мир изменился и в отношении этого типа устройств. Биполярный транзистор (будь то структуры PNP или NPN) во многих отношениях отличается от электронной лампы. Транзистор по своей сути является токоуправляемым прибором, то есть для управления током коллектора требуется соответствующий ток базы. С точки же зрения GDO, это низкоомный прибор, в базу которого течёт постоянный ток в зависимости от того, существует генерация или нет.

Хотя в транзисторе переход Б-Э можно рассматривать как диод, аналогию с выпрямлением сетка–катод провести нельзя, поскольку значительная часть тока базы задаёт рабочую точку, а следствием этого является то, что для питания стрелочного прибора постоянным током необходим очень чувствительный индикатор, что тоже имеет свои «тонкости».

Первоначально для этой цели использовались германиевые диоды (например, 1N34A), которые в наши дни (если следовать этой схемотехнической структуре) были заменены кремниевыми диодами Шоттки. Начальный вариант на германиевых транзисторах показан на рисунке выше 2. В своё время в США в качестве коммерческого продукта был доступен дип-метр на двухполюсном приборе — туннельном диоде (модель Heathkit HM-10-A).

В этом случае использовался генератор на туннельном диоде, а в качестве ВЧ-детектора применялся отдельный диод общего назначения, который обеспечивал постоянный ток для измерительного прибора. Учитывая курьёзный характер этого решения, тут также будет представлена конструкция на лямбда-диоде, соответствующая современному уровню.

Продолжение статьи о ГИР на полевых транзисторах (JFET)

Следующим этапом эволюции ГИР стало применение полевых транзисторов с управляющим p-n-переходом (JFET). В отличие от биполярных транзисторов, JFET является напряжением управляемым прибором, что делает его гораздо более похожим на электронную лампу по своим характеристикам.

Входное сопротивление JFET очень высокое, а значит, он оказывает минимальное шунтирующее влияние на колебательный контур — это критически важно для сохранения добротности и точности измерений.

В продолжение статьи о ГИР на JFET обычно используется классический генератор Колпитца или Хартли, где полевым транзистором управляет напряжение на затворе. Индикация (провала) может осуществляться как по току стока, так и с помощью отдельного детектора.

Благодаря высокому входному сопротивлению, JFET-версии ГИР обеспечивают более стабильную работу в широком диапазоне частот и меньше нагружают измеряемый контур по сравнению с биполярными аналогами. На рисунке показан типовой вариант реализации ГИР на полевых транзисторах.

Такие конструкции получили широкое распространение в любительской практике в 1970–80-х годах и остаются актуальными благодаря своей простоте, надёжности и хорошим параметрам.

JFET был (и остаётся по сей день) тем полупроводниковым прибором, который ведёт себя в ГИР так же, как когда-то электронная лампа. Более того, его (сокращённое) название даже может вернуться к GDO, поскольку в этом случае уместно название Gate-DIP Oscillator (Meter)!

Как и электронная лампа, JFET требует напряжения на затворе (gate) для управления током стока (по аналогии с анодным током), а его переход G-S также можно уподобить тому самому сеточному выпрямлению. Благодаря этому N-канальный JFET, работающий от гораздо более низкого напряжения, можно поставить на место триода в старой ламповой конструкции.

Разумеется, после значительного снижения «анодного напряжения» — и он в большинстве случаев сразу же станет работоспособным. Ранние JFET имели ограниченное применение в верхних диапазонах УКВ, но прогресс принёс решение и в этой области.

Первым шагом стало использование транзисторов семейства 2N3821–2N3823 (Texas Instruments), а затем один за другим стали появляться современные, недорогие и доступные варианты. На рисунке показаны реализации ГИР на N-канальном JFET с различными типами включения.

ГИР на MOSFET

MOSFET, в отличие от JFET, не содержит диода затвор–исток в привычном понимании, поэтому здесь мы также сталкиваемся с конструктивным изменением. В то же время можно сказать, что уже с самого начала довольно многие типы MOSFET были пригодны для создания приборов, работающих вплоть до УКВ-диапазона.

Компании RCA и Motorola разработали ряд N-канальных MOSFET (обеднённого типа) для телевизионных тюнеров, и поэтому они оказались вполне доступными по цене для использования в ГИР, например, как показано на рисунке.

Поскольку этот прибор не содержит диода G-S, выпрямление ВЧ-сигнала здесь также необходимо выполнять с помощью отдельного диода. Двухзатворный MOSFET также хорошо подходит для применения в ГИР, а в качестве «бонуса» второй затвор можно использовать для регулировки уровня генерации (чувствительности).

Прочие технические соображения

Помимо выбора активного элемента (лампа, биполярный транзистор, JFET, MOSFET), при проектировании и изготовлении ГИР необходимо учитывать целый ряд других важных факторов.

К ним относятся: конструкция и исполнение колебательного контура (катушки индуктивности и конденсаторы), способ связи с измеряемым внешним контуром, тип индикаторного устройства (стрелочный прибор, светодиодная шкала, цифровой индикатор), а также вопросы питания и экранирования.

Особого внимания заслуживает широкодиапазонное перекрытие — от длинных волн до УКВ, что требует сменных катушек или тщательно продуманной схемы переключения диапазонов. Немаловажную роль играет и стабильность частоты генератора, особенно при точных измерениях, а также защита от влияния рук оператора и внешних полей. В следующих статьях подробнее остановимся на некоторых из этих аспектов. Начало здесь.

Запись Продолжение статьи о ГИР впервые появилась HamRadio .

Обновлённый ГИР способен не только выполнять свои традиционные функции, но и интегрироваться в измерительные комплексы, работая с частотами вплоть до СВЧ-диапазона. В этом цикле из нескольких статей хотелось показать, как проверенная временем идея получает «второе дыхание» благодаря современной элементной базе и новым подходам к обработке сигналов.

ГИР (оригинальное название — GDO, или GDM, GDO — это англоязычная аббревиатура от Grid Dip Oscillator) — это один из тех измерительных приборов, чьё происхождение уходит корнями в ранние времена любительского радио. ГИР несложно построить и использовать. Поколения радиолюбителей покупали и собирали такие базовые приборы тысячами — из наборов или просто по принципиальной схеме.

С учётом пользовательского опыта, накопленного за несколько поколений, а также конструкторских подходов, продиктованных техническим прогрессом, в этой теме (как и во многих других) накопился огромный массив знаний. Поэтому главная цель этой энциклопедической статьи — помочь современному пользователю сориентироваться в этом море информации, используя наглядные примеры.

С другой стороны, на уровне конструкции хотелось показать одно-два интересных решения, следуя определённой общей линии. В этом отношении мы не можем стремиться к описанию «до последнего винтика» — для этого потребовался бы большой цикл статей. Также факт, что сегодня уже меньше людей собирают такие приборы в качестве основной цели, хотя в некоторых случаях они всё ещё удерживают свои позиции. Что же именно имеется в виду? Надеемся, это станет ясно после прочтения!

В любительских кругах с момента его изобретения (с 1947 года) стало общеизвестно, что «Гир» хотя и является всего лишь одним из многих контрольно-измерительных приборов, но сам по себе способен заменить целый ряд других приборов, если знать, для чего и как его использовать. Может возникнуть вопрос, справедливо ли это утверждение и в наши дни, когда существуют дешёвые и легкодоступные возможности приобретения приборов?

Ответ будет неоднозначным, поскольку, например, для определения номиналов компонентов (ёмкости, индуктивности) цифровые портативные приборы зачастую лучше. Чем косвенный метод, предлагаемый данным прибором, (хотя метод измерения индуктивности, применяемый в них, имеет серьёзные ограничения). Однако в некоторых областях, таких как измерение антенн, определение электрической длины линий передачи, функция модулированного «сигнал-генератора» и т.п., если нам нужно быстрое и простое решение, то выбор за ГИР!

Реализация измеряемых LC-контуров (например, фильтров) с помощью керамических фильтров или других технологий также отбирает хлеб у ГИР. Выживанию этого культового измерительного прибора может способствовать улучшение некоторых его характеристик (схемотехнических), а также переориентация в цифровой мир.

ГИР является воплощением изобретательности радиолюбителя в конструировании приборов, и, по весьма субъективному мнению, со времён его создания в ламповую эпоху его так и не превзошли. Разумеется, при каждой смене технологической эпохи обновлялись его схемотехника и размеры, но стремление к простой и дешёвой реализации сохранилось и по сей день.

Оригинальный Grid Dip Oscillator (ГИР) использовал электронную лампу в классической схеме генератора Колпитца, при этом измерительный прибор включался в его сеточную цепь. При измерении внешний резонансный контур (слабо) связывается с колебательным контуром генератора, и если оба контура находятся в резонансе, то происходит уменьшение сеточного тока. Отсюда и происходит название прибора.

Если внешний контур имеет высокую добротность, то это уменьшение сеточного тока при резонансе проявляется особенно остро. ВЧ-напряжение выпрямляется диодом сетка–катод, и полученное постоянное напряжение непосредственно питает индикаторный прибор. Типичный первоначальный облик GDO показан на рисунке в начале статьи.

Исторически сложно определить, когда этот популярный любительский прибор впервые появился в радиолюбительских публикациях. Доступные данные разнятся в зависимости от континентов, профессиональных журналов и т.д. Согласно журналу HAM Radio № 8 за 1981 год, самая ранняя любительская ссылка на Grid Dip Oscillator встречается в журнале CQ № 3 за 1947 год, в статье некоего Бада Бэйна (W6WB).

Автор использовал лампу 3A5 с батарейным питанием, и его прибор перекрывал любительские диапазоны от 80 до 10 метров. В то же время в журнале QST № 3 за 1980 год можно прочитать, что этот журнал ещё в 1926 году представил ранний вариант, который за годы претерпел множество конструктивных изменений. Как бы то ни было, вплоть до массового распространения транзисторов господствовала ламповая техника. Так что это первая статья из цикла, посвящённая гетеродинным индикаторам резонанса закончена. Продолжение тут

Запись Гир — перезагрузка впервые появилась HamRadio .

На первый взгляд, задача регулировки яркости (диммирования) светодиодных ламп кажется тривиальной и не требующей глубокого инженерного подхода. Интуитивно понятное решение лежит на поверхности: достаточно сформировать широтно-импульсный модулированный (ШИМ) сигнал на выводе любого доступного микроконтроллера, а затем подать этот сигнал на затвор мощного полевого транзистора (MOSFET), который будет коммутировать цепь питания светодиода.

Казалось бы, схема готова, и вопрос решен. Однако, как это часто бывает в электронике, кажущаяся простота оборачивается рядом скрытых недостатков. Именно поэтому в данной статье мы хотим обратить ваше внимание на иную, менее очевидную, но весьма эффективную методику управления яркостью. Этот подход не является нашим изобретением — он давно известен в профессиональных кругах, но, к сожалению, часто незаслуженно игнорируется начинающими разработчиками.

Главные козыри предлагаемой схемы — это полное отсутствие мерцания светового потока, что критично для зрения, и высокая энергетическая эффективность, которая позволяет минимизировать потери на управляющем элементе.

Примечательно, что вся схема светодиодный диммер без мерцания собирается на широко распространенных и недорогих компонентах, что делает её идеальным полигоном для учебных и исследовательских целей в области силовой электроники.

Актуальность проблемы и существующие решения

Следует честно признать, что сама по себе идея диммирования светодиодов не является откровением или новшеством последних лет. За время существования светодиодного освещения инженеры разработали огромное количество разнообразных схемных решений, от простейших реостатов до сложных импульсных преобразователей. Среди этого множества есть и метод, который мы предлагаем к рассмотрению.

Однако его ключевая особенность заключается в том, что, несмотря на свою доказанную эффективность и ряд неоспоримых преимуществ, он остается в тени более популярного, но несовершенного ШИМ-метода. Именно это несоответствие — между очевидными плюсами альтернативы и её редким применением — мы и хотим устранить в рамках данной публикации.

Светодиодный диммер без мерцания, критический разбор классического ШИМ-метода

Чтобы понять, почему традиционный подход уступает, необходимо детально разобрать его физику и последствия. Метод широтно-импульсной модуляции действительно прочно укоренился в сознании инженеров как основной способ регулировки яркости. Принцип его работы предельно ясен: генерируется последовательность импульсов с фиксированной частотой следования, но с варьируемой длительностью активного состояния (скважностью).

Проще говоря, чем шире импульс, тем больше времени в каждом периоде светодиод находится во включенном состоянии и потребляет ток, а следовательно, тем выше усредненная яркость его свечения, воспринимаемая глазом.

Однако в паузах между импульсами ток через светодиод полностью прекращается, и он гаснет. Таким образом, в рабочем режиме светодиод постоянно испытывает циклы «включено-выключено» с очень резкими фронтами. Строго говоря, световой поток при таком управлении представляет собой не постоянную величину, а пульсирующий сигнал.

Если частота модуляции выбрана достаточно высокой (обычно от сотен герц до десятков килогерц), человеческий глаз по инерционности восприятия перестает различать отдельные вспышки и видит усредненную, стабильную на первый взгляд яркость. Тем не менее, это лишь обман зрения.

Реальный физический интервал, когда диод не излучает свет, никуда не исчезает. Постоянное воздействие таких микро-вспышек, особенно в условиях низкой частоты или высокой контрастности, способно вызывать повышенную утомляемость глаз, головные боли и снижение концентрации внимания у чувствительных людей. Кроме того, это явление создает серьезные практические неудобства.

Особенно остро проблема мерцания проявляется при взаимодействии света с цифровыми камерами — как в профессиональной фото- и видеосъемке, так и в системах машинного зрения. Даже если объект съемки освещен, казалось бы, достаточно ярко, работа камеры может не совпадать по фазе с импульсами светодиода.

Если затвор камеры откроется или электронный сенсор считает информацию именно в тот момент, когда ШИМ-сигнал находится в фазе «выключено», итоговый кадр окажется недоэкспонированным или вовсе черным. То же самое касается и быстро движущихся объектов: стробоскопический эффект пульсирующего света может создавать ложное впечатление о положении или скорости предмета, визуально разрывая траекторию движения на отдельные кадры.

Но технические проблемы не ограничиваются лишь оптическими артефактами. При ШИМ-регулировке силовой ключ (транзистор) работает в ключевом режиме, коммутируя полный рабочий ток светодиода с максимальной крутизной фронтов. Это приводит к тому, что в питающих цепях возникают мощные импульсные токи с высоким уровнем высших гармоник.

Такие резкие перепады являются мощнейшим источником электромагнитных помех (ЭМП), которые могут негативно влиять на работу чувствительной радиоэлектронной аппаратуры, находящейся поблизости. Именно по этой причине технические регламенты и элементарные правила проектирования настоятельно не рекомендуют подключать светодиодный драйвер с ШИМ-управлением к светодиодному модулю через длинные проводники.

В противном случае провода, по сути, превращаются в эффективные антенны, которые излучают широкий спектр высокочастотного шума в окружающее пространство, создавая помехи для радиоприема и других цифровых устройств.

Запись Светодиодный диммер без мерцания впервые появилась HamRadio .

Владельцы трансиверов «Волк-2», работающих в диапазоне 144–146 МГц, нередко обсуждают эффективность выходных цепей. В любительских чатах можно встретить полярные суждения, одни уверяют, что изначальный фильтр безупречен, другие сетуют на внеполосные излучения. Чтобы отделить факты от домыслов, я провёл комплексное исследование — от схемотехнического моделирования до инструментальных замеров с коррекцией. В этой статье я подробно опишу каждый этап, схему фильтра, методику симуляции, учёт паразитных параметров, аппаратную часть, а главное — сопоставление теории с экспериментом и итоговую оптимизацию.

Исходная схема входной полосовой фильтр в УКВ плате трансивера Волк-2

На плате усилителя мощности (УМ) трансивера применён полосовой фильтр сосредоточенной селекции (LC) третьего порядка. Его задача — выделить полезный сигнал 144–146 МГц после предварительного усилителя и подавить гармоники и шумы за пределами любительского диапазона. Принципиальная схема изображена на рисунке ниже.     

Моделирование, от идеала к реальности

На рисунке изображена стандартная схема, которая используется в плате W2-VHF_UHF_v03. Для первичного синтеза и быстрой оценки я использовал программу Filter Solutions (Nuhertz Technologies). Программа позволяет сгенерировать полосовой фильтр Чебышёва с заданными параметрами, полоса 144–146 МГц, импеданс 50 Ом. Filter Solutions сразу предложил трёхконтурную LC-структуру, очень близкую к установленной в «Волке-2.

Однако идеальная модель не учитывает потери в диэлектрике, паразитные ёмкости монтажа и конечную добротность катушек. Поэтому все последующие расчёты были перенесены в бесплатный симулятор Qucs (Quite Universal Circuit Simulator). В нём я построил схему, представленную на рисунке, с дополнительными реалистичными элементами.

Результаты моделирования (S21) без учёта паразитных ёмкостей приведены на рисунке (график описан словами). Получилась характеристика с центральной частотой около 146 МГц, полосой –3 дБ приблизительно от 130 до 160 МГц (гораздо шире ожидаемого), небольшими вносимыми потерями. Затухание на краях любительского диапазона (144 и 146 МГц) составило около 1 дБ, на частотах 115 и 180 МГц — примерно 20–10 дБ. Эта модель подтвердила, что схема работоспособна, но склоны довольно пологие для фильтра третьего порядка и очень небольшие затухания.

Измерения и методика

Для измерений смоделированной схемы в конструкции использовал портативный векторный анализатор цепей NanoVNA. Прибор был откалиброван в диапазоне 100–200 МГц с помощью комплекта, который входит в набор прибора. Провел измерения уже на плате выходного фильтра представляю фото характеристик, что получилось.

Да и еще уже в принципе была статья, но добавлю и по выходному фильтру, там реально пришлось изменить номиналы компонентов в фильтре. Схему уже приводил, но добавлю и в этой статье так как есть замер характеристики, которая реально сейчас используется в трансивере.

Небольшие выводы и практические рекомендации 

1. Схема входного фильтра «Волка-2» принципиально верна и способна обеспечить достаточную селекцию, однако заводской разброс параметров катушек и ёмкостей может приводить к заметному уходу центральной частоты и требует настройки непосредственно по месту.
2. Моделирование (особенно с учётом реальных добротностей и паразитных ёмкостей) с высокой точностью предсказывает поведение фильтра. Для быстрого синтеза удобен Filter Solutions, для детального анализа — Qucs.
3. Наличие даже недорогого NanoVNA позволяет за 15–20 минут промерить и скорректировать характеристику. Я рекомендую всем владельцам «Волка-2» проверить свои платы, при отклонении центральной частоты более чем на 1 МГц от 145 МГц стоит провести подстройку.

В результате этого анализа миф о «неоднозначности» фильтра был развеян, схема достаточно прозрачна, а её небольшие отклонения легко компенсируются. Вот на этом и закончим небольшой анализ, а бездумное высказывание без реально измеренного фильтра на плате, это так себе. Сейчас все просто можно промоделировать и измерить в реальности.

Запись Входной полосовой фильтр УКВ впервые появилась HamRadio .

Проверка выходного фильтра УКВ передатчика (145 МГц) в симуляторе, зачем это нужно и как это работает

Каждый радиолюбитель, собирающий свой первый или даже сотый трансивер, знает этот момент, плата спаяна, все соединения проверены, напряжение подано… И вот он самый ответственный этап, первое включение в эфир. Но что, если вместо чистого сигнала в антенну полетит «мусор», который создаст помехи соседям и вызовет вопросы у надзорных органов? Или, того хуже, часть мощности вернется обратно в выходной каскад усилителя?

Именно эти мысли привели меня к идее виртуальной проверки при сборке платы для диапазона 145 МГц. Речь идет об одном из самых важных узлов любого передатчика — выходном фильтре.

Выходной каскад (PA), особенно собранный на мощных транзисторах, по своей природе генерирует не только полезный сигнал на основной частоте (в нашем случае ~145 МГц), но и множество паразитных гармоник — сигналов на частотах, кратных основной (290 МГц, 435 МГц и так далее).

Без должной фильтрации сигнал будет «грязным», а внеполосные излучения могут создать серьезные проблемы. Поэтому расчет и сборка этого узла требуют высокой точности.

Почему нельзя доверять только бумажному расчету?

Классический подход — взять формулы из справочника Ротхаммеля, рассчитать номиналы катушек индуктивности и конденсаторов, а затем собрать схему. На КВ-диапазонах такой метод часто дает приемлемый результат. Но на УКВ (VHF), в диапазоне 144–146 МГц, физика процесса меняется.

Здесь начинают доминировать паразитные параметры, которые мы привыкли игнорировать. Индуктивность выводов, даже короткий вывод резистора или конденсатора обладает собственной индуктивностью.

Межвитковая емкость катушек, катушка индуктивности ведет себя как совокупность идеальных L и C элементов, образуя собственный колебательный контур. Паразитная емкость монтажа, близко расположенные проводники на плате создают емкостную связь. Реактивное сопротивление компонентов, обычный керамический конденсатор с выводами на этой частоте может вести себя скорее, как индуктивность!

Все это приводит к тому, что реальный фильтр, рассчитанный «по учебнику», может иметь совершенно другую полосу пропускания, затухание и коэффициент стоячей волны (КСВ), чем ожидалось. Он может просто не заработать.

Переходим в виртуальную реальность, симулируем фильтр на 145 МГц

Чтобы избежать этих проблем, я решил проверить свою схему в симуляторе. Для таких задач я использовал программу Filter Solutions, но можно попробовать и Qucs-S (бесплатно) или профессиональных пакетов типа ADS/AWR.

Симулируем фильтр на 145 МГц что мы моделируем?

Главное правило успешной симуляции — адекватность моделей. Нельзя просто поставить в схему идеальный элемент L или C. Нужно использовать реалистичные модели.

Катушки индуктивности, в свойствах элемента указываем не только номинал, но и добротность (Q) и собственную частоту резонанса (или эквивалентную последовательную емкость). Эти данные можно найти в даташите на готовые SMD-индуктивности или оценить для самодельных катушек.

Конденсаторы, указываем эквивалентное последовательное сопротивление (ESR) и эквивалентную последовательную индуктивность (ESL). На 145 МГц лучше всего работают безвыводные SMD-конденсаторы (типоразмеры 0805, 1206) или специальные ВЧ-конденсаторы.

Соединения, провода между элементами заменяем моделями линий передачи (микрополосковыми линиями), учитывая их волновое сопротивление и задержку распространения сигнала.

Анализ результатов

После запуска симуляции (обычно это анализ S-параметров) мы получаем графики, которые рассказывают о работе фильтра всё:

S21 (Transmission), это наш главный график. Он показывает амплитудно-частотную характеристику (АЧХ). Мы смотрим на полосу пропускания, попадает ли наша частота 145 МГц в максимум кривой? Оцениваем крутизну скатов, насколько резко фильтр отсекает ненужные частоты.

Смотрим на подавление гармоник, какое затухание фильтр обеспечивает на 2-й (290 МГц) и 3-й (435 МГц) гармониках? Хорошим результатом считается >40 дБ.

S11 (Reflection/Return Loss), этот график показывает, какая доля мощности отражается от входа фильтра назад в трансивер. Чем ниже значение S11 (например, -20 дБ), тем меньше отраженная мощность и ниже КСВ. Высокий КСВ может привести к перегреву и выходу из строя выходных транзисторов PA.

Групповое время задержки (Group Delay), показывает фазовую линейность. Резкие пики на этом графике означают, что широкополосный сигнал (как FM-вещание или цифровой сигнал) будет искажаться, «размазываясь» во времени.

Итог

Проверка схемы выходного фильтра в симуляторе перед изготовлением — это не прихоть, а необходимый шаг при работе на УКВ. Она позволяет:

Заранее увидеть реальную АЧХ и убедиться в эффективности подавления гармоник.

Добиться хорошего согласования с антенной (низкого КСВ), защитив выходные каскады передатчика. Избежать дорогостоящих ошибок, сэкономив компоненты и нервы.

Мой виртуальный эксперимент подтвердил работоспособность выбранной топологии, но также выявил необходимость немного скорректировать номиналы нескольких конденсаторов для идеальной настройки на центральную частоту. Теперь, когда я буду подавать питание на собранную плату, уверенность в результате будет стопроцентной.

Важно помнить, симулятор — это лишь инструмент моделирования идеализированной математической модели. Реальная печатная плата всегда внесет свои коррективы из-за несовершенства материала диэлектрика (FR-4) и неточности изготовления.

Поэтому после сборки финальная настройка фильтра («холодная» проверка с помощью анализатора) все равно обязательна. В статье есть реальная схема и характеристика фильтра, которая с успехом используется в трансивере.

Запись Симулируем фильтр на 145 МГц впервые появилась HamRadio .

Основное преимущество такой установки — возможность не прокладывать в помещение множество отдельных антенных кабелей, а ограничиться одним общим фидером и линией управления. Переключатель имеет четыре порта для подключения антенн.

Ключевая особенность представленной конструкции

— гальваническая развязка по внешним проводникам (оплетке) фидеров. Это позволяет избежать «земляных петель» и уравнительных токов между антеннами. Если же изоляция не требуется, оплетки разъемов можно соединить перемычкой.

Отдельного внимания заслуживает цепь защиты входа трансивера (TRX). В схеме на элементах VD5, R1 и C5 реализована «интеллектуальная» защита от статического электричества.

После выключения передачи или окончания сеанса связи конденсатор C5 (через диод VD5) удерживает реле защиты от срабатывания еще некоторое время. Это исключает ложное замыкание антенного входа при быстрых переключениях во время измерений (например, при сравнении диаграмм направленности антенн с помощью ПК).

Резистор R1 обеспечивает малую постоянную времени заряда, поэтому при резком появлении опасного потенциала реле срабатывает мгновенно, спасая входные каскады приемника.

Разводка на плате выполнена в виде микро полосковых линий с волновым сопротивлением 50 Ом. Благодаря такой топологии КСВ на рабочих частотах КВ и даже VHF (до 6 метров) остается ниже 1,1. Это делает устройство универсальным для большинства любительских диапазонов.

Заземляющие полигоны выполнены максимально широкими с большим количеством переходных отверстий, что минимизирует паразитную индуктивность на пути ВЧ-токов.

После сборки ВЧ переключатель на 100 Вт обязательно проверьте:

Сопротивление изоляции между центральной жилой и корпусом (должно быть бесконечным при отключенном управлении). КСВ на максимальной рабочей частоте. Исправно собранный переключатель вносит минимальные потери.

Защитное реле. При подаче питания на схему реле должно разомкнуться спустя короткую задержку. При отключении питания — замыкает вход трансивера на землю (защита от статики в выключенном состоянии).

Данный переключатель — отличный пример того, как грамотная компоновка и понимание ВЧ-процессов позволяют создать эффективное устройство на стандартных реле без применения дорогостоящих коаксиальных переключателей.

Он идеально подойдет для организации антенного хозяйства на дачном участке или балконе городской квартиры, где важно минимизировать количество кабеля, заходящего в помещение.

Запись ВЧ переключатель на 100 Вт впервые появилась HamRadio .

Емкостной выключатель

Состоит из генератора ВЧ-сигнала на инверторе IO1A типа 74HC14, емкостного сенсора, усилителя ВЧ-сигнала на транзисторе Т1, компаратора на операционном усилителе IO1A и IO1B, а также выходного транзистора Т2.

Генератор ВЧ-сигнала выполнен по схеме мультивибратора с инвертором IO1A типа 74HC14. Колебания мультивибратора поддерживаются благодаря гистерезисному эффекту инвертора, имеющего на входе триггер Шмитта. Частота генерируемого сигнала определяется значениями компонентов C1, R1 и P1, подключённых в цепь отрицательной обратной связи инвертора. Потенциометром P1 устанавливается частота сигнала в диапазоне от 7 до 10 МГц. Неиспользуемые инверторы микросхемы IO1 соединены с общим проводом («земля»).

ВЧ-сигнал с выхода IO1A поступает через катушку индуктивности L1 на пластину SZ1 емкостного датчика. Катушка L1 вместе с ёмкостью датчика образует резонансный контур, настроенный примерно на частоту около 8,2 МГц. Ёмкостной датчик представляет собой две токопроводящие пластины SZ1 и SZ2 размером 100×20 мм каждая, расположенные в одной плоскости рядом друг с другом с зазором шириной 10 мм. Сигнал переменного напряжения, передаваемый через емкость между пластинами датчика, поступает с пластины SZ2 в настроенный усилитель ВЧ-сигнала.

Потенциометр P2 позволяет ослаблять сигнал по мере необходимости. Усилитель содержит транзистор Т1 типа BC547B, работающий в схеме с общим эмиттером. Максимальное усиление достигается на резонансной частоте параллельного колебательного контура, состоящего из элементов L2, C3 и C4, подключённого в цепи коллектора транзистора Т1. Конденсатором C4 настраивается резонансная частота вблизи значения 8,2 МГц.

Переменное напряжение с коллектора Т1 преобразуется в постоянное, выпрямителем, содержащим элементы C5, D1, D2 и C6. Постоянное напряжение с конденсатора C6 подается одновременно на инвертирующий вход компаратора IO2B типа TLC272 и в схему пик-выпрямления на элементах D3, конденсатор C7, потенциометр P3 и резистором R6, обладающим большой постоянной времени. Напряжение с конденсатора C7 слегка уменьшается делителем на элементах P3 и R6 и следует на неинвертирующий вход IO2B, служа опорным напряжением для компаратора.

В состоянии покоя напряжения на конденсаторах C6 и C7 совпадают, таким образом, на инвертирующем входе IO2B напряжение больше, чем на неинвертирующем. Выход операционного усилителя IO2B находится в низком уровне («L»), и транзистор Т2 закрыт. Если приближением руки к датчику нарушается настройка резонансного контура с катушкой L1, напряжение на конденсаторе C6 снижается, в то время как напряжение на конденсаторе C7 остаётся постоянным.

При достаточном снижении уровня напряжения инвертирующий вход IO2B становится менее положительным относительно неинвертирующего входа, выход IO2B переходит в высокий уровень («H») и транзистор Т2 открывается. Питание емкостного выключателя осуществляется стабилизированным постоянным напряжением 5 В, подаваемым на контакты J1 и J3 от внешнего источника питания. Потребляемый ток составляет около 4,5 мА. Цепь питания защищена фильтрующими конденсаторами C8-C10, установленными непосредственно возле катушки L2 и выводов питания микросхем IO1 и IO2.

При настройке емкостного выключателя генератор настраивается потенциометром P1, а приемник — конденсатором C4 так, чтобы частоты генератора и приемника соответствовали резонансной частоте контура с датчиком и катушкой L1 (т.е., получаем максимальное постоянное напряжение на конденсаторе C6). Затем потенциометром P2 устанавливаем напряжение холостого хода на конденсаторе C6 равным 2,5 В. Наконец, потенциометром P3 экспериментально добиваемся нужной чувствительности устройства при приближении руки к датчику.

Запись Емкостной выключатель впервые появилась HamRadio .