Foxiss Варианты PFC, существует, конечно, множество вариаций на эту тему, несколько из которых показано на рисунке ниже.
Слева изображена схема с двухтактным (interleaved) корректором коэффициента мощности. Можно заметить, что это, по сути, два параллельных повышающих преобразователя, которые обычно работают со сдвигом фаз 180° друг относительно друга и питают общий фильтрующий конденсатор.
Это имеет преимущество в виде более высокой выходной мощности и фактически удваивает частоту переключения, видимую на входе, что упрощает входную фильтрацию.
Следующий вариант описывается как «безмостовой» (bridgeless) PFC-преобразователь, но это немного неверное название, поскольку верхние два диода вместе с MOSFET и их встроенными диодами явно образуют мостовой выпрямитель. Функции выпрямителя и повышающего преобразователя здесь объединены, что обеспечивает более высокий КПД, поскольку исключается падение напряжения на нескольких диодах.
Его также можно рассматривать как два повышающих преобразователя, работающих параллельно, хотя в данном случае каждый из них работает в течение чередующихся полупериодов. Теоретически можно обойтись одним дросселем в одном плече, но ценой увеличения синфазных электромагнитных помех.
Ещё более эффективным вариантом является так называемая архитектура «totem-pole» (двухтактная с верхним и нижним ключами). Здесь в течение каждого полупериода один MOSFET работает как синхронный выпрямитель, в то время как другой коммутирует. Это более эффективно, чем безмостовой PFC, поскольку падение напряжения на MOSFET может быть значительно ниже, чем на диоде.
Ещё более эффективная версия использует четыре MOSFET, полностью исключая диоды. Однако за это приходится платить увеличением сложности в двухтактных PFC-преобразователях, поскольку они требуют драйвера верхнего плеча.
Варианты PFC вот практический PFC-преобразователь
Полное описание проектирования PFC-преобразователя выходит за рамки данной статьи, но можем сделать следующее полезное дело — рассмотреть реальный пример.
Это варианты PFC-преобразователь повышающего типа мощностью 350 Вт на основе микросхемы L4986 — весьма типичный пример тех чипов, которые сегодня широко доступны. Принципиальная схема как образец для понимания работы узлов находится ниже.
Вход от сети питания слева защищён предохранителем F1 и варистором на основе оксида металла (MOV) RV1. Затем сигнал проходит через синфазный фильтр, состоящий из двух конденсаторов класса X2 и синфазного дросселя L3. В этом фильтре отсутствуют конденсаторы класса Y, поскольку данная схема не имеет соединения с защитным заземлением сети.
Определённое подавление синфазных помех обеспечивается за счёт делителя напряжения, образованного синфазным импедансом L3 и синфазным импедансом нагрузки (50 Ом при измерении ЭМИ).
Диоды D8 и D9 подключают вход переменного тока к выводу HV контроллера. Этот вывод способен выдерживать до 800 В переменного тока и выполняет несколько функций.
Во-первых, он участвует в запуске контроллера. Если на этом выводе обнаруживается напряжение, превышающее примерно 29 В, конденсаторы на выводе Vcc заряжаются от него через внутренний ограничитель тока до тех пор, пока напряжение не достигнет уровня, достаточного для запуска управляющей микросхемы.
После того как PFC-преобразователь запустился и работает, вывод Vcc питается от вспомогательной обмотки повышающего дросселя L1 через последовательный резистор 100 Ом, разделительный конденсатор 100 нФ и диод D7. Стабилитрон D6 ограничивает напряжение Vcc максимумом около 18 В.
Вывод HV также используется для измерения напряжения переменного тока для схемы защиты от пониженного напряжения (brownout) и для формирования модуляции, необходимой для придания формы входному току. Вывод HV также может определять момент отключения сети и подключать токовый сток для разряда X-конденсаторов, что устраняет необходимость в разрядном резисторе и связанных с ним потерях мощности. Это довольно много функций для одного вывода!
Вход переменного тока выпрямляется мостовым выпрямителем на 15 А 600 В (D3), установленным на одном из двух радиаторов. За выпрямителем следует фильтр дифференциального режима, состоящий из L2 и конденсатора 1 мкФ, который ослабляет основную гармонику помех переключения частотой 65 кГц на входе примерно в восемь раз, а высшие гармоники — в пропорционально большей степени.
Повышающий преобразователь состоит из дросселя L1, MOSFET транзистора Q1 и диода D1, при этом один конденсатор 470 нФ и два конденсатора по 100 мкФ образуют его выходной фильтр. Диод D2 предварительно заряжает эти конденсаторы при первом включении питания, чтобы повышающий преобразователь мог запуститься намного быстрее, чем если бы ему пришлось заряжать их с нуля.
Холодное сопротивление NTC-термистора мощностью 1 Вт ограничивает бросковый ток заряда конденсаторов, но, когда через него протекает рабочий ток, его сопротивление уменьшается на пару порядков, и им можно более или менее пренебречь.
Ток транзистора MOSFET измеряется с помощью трёх параллельных шунтирующих резисторов по 0,22 Ом, расположенных ниже L2. Получаемое (отрицательное) напряжение на шунте подаётся через резистор 51 Ом на микросхему контроллера, где оно сравнивается с опорным током для определения момента выключения MOSFET. Если напряжение на выводе CS падает ниже -0,49 В, внутренний компаратор перегрузки по току переопределяет модулятор, ограничивая пиковый ток примерно на уровне 6,7 А.
Затвор транзистора MOSFET управляется через резисторы 3,9 Ом и 6,8 Ом, а также диод D4. Эта цепь позволяет раздельно управлять временем включения и выключения MOSFET. Затвор Q1 заряжается (для включения) только через резистор 6,8 Ом, а разряжается через оба резистора параллельно, компенсируя тот факт, что у STF36N60M6 собственное время выключения (50 нс) значительно больше, чем время включения (15 нс).
Обратная связь по выходному напряжению подаётся на вывод FB микросхемы контроллера (U1) через делитель, образованный тремя резисторами по 2,2 МОм, а также последовательно-параллельной комбинацией четырёх резисторов различных номиналов на землю (16 кОм, 100 кОм, 30 кОм и 360 кОм).
Это напряжение обратной связи внутри схемы сравнивается с опорным напряжением 2,5 В для формирования сигнала ошибки. Как и вход измерения тока, независимый компаратор отключает повышающий преобразователь, если напряжение обратной связи превышает опорное более чем примерно на 7%.
Если напряжение на выводе обратной связи падает ниже примерно 0,5 В, контроллер переходит в «режим внешних пакетных импульсов» (external burst mode), в котором коммутация запрещена. Это предотвращает неконтролируемый рост выходного напряжения в случае обрыва резисторов делителя напряжения, а также позволяет внешнему контроллеру отключать преобразователь через ключ на транзисторе Q4.
Эта функция может использоваться для снижения потребляемой мощности, когда следующий преобразователь отключён или имеет очень малую нагрузку. Отключение и включение PFC таким способом происходит быстро, поскольку микросхема управления не проходит всю процедуру запуска каждый раз.
Делитель напряжения обратной связи также выполняет функцию входа для компаратора «питание в норме» (power-good) контроллера. Если напряжение на выводе PGIN превышает 2,375 В, вывод «питание в норме» (PG) с открытым коллектором устанавливается в низкий уровень (логический 0).
Стоит ещё упомянуть транзистор Q3 и связанные с ним компоненты цепи управления базой. Микросхема контроллера имеет пороговый детектор на выводе COMP, который отключает PFC-преобразователь, если напряжение на нём падает ниже примерно 0,5 В. Это можно использовать для остановки и запуска преобразователя, но в отличие от управления в пакетном режиме (Burst Mode), при включении преобразователь проходит полный цикл мягкого запуска.
Тестирование варианты PFC на стенде с нагрузкой 500 Вт. Среднее постоянное напряжение и ток в нагрузке составили 396,7 В и 0,785 А соответственно, что даёт активную мощность 311,4 Вт. Результирующий коэффициент мощности равен 0,96, что примерно столько, сколько можно было ожидать.
