Однако заводские аналоговые приборы относятся к категории «high‑end» и отнюдь не дёшевы. Благодаря представленной здесь схеме можно значительно сэкономить средства, не идя на чрезмерный компромисс по качеству сигнала.

Питание подаётся от внешнего двуполярного источника питания ±15 В. Для упрощения регулировки амплитуды реализовано с помощью потенциометра. Таким образом, здесь нет ни USB, ни программного кода, а значит, устройство полностью свободно от помех, исходящих от цифровой электроники.

Фильтр аналоговый генератор 1 кГц

Фильтр выполнен на операционном усилителе IC1B с цепью из резисторов и конденсаторов. Центральная частота фильтра определяет частоту генерации. На качество (уровень гармоник) генерируемого синусоидального сигнала большое влияние оказывает качество применяемых пассивных компонентов.

Можно использовать керамические конденсаторы COG/NP0 в SMD-корпусах или, альтернативно, выводные плёночные конденсаторы. На схеме показаны оба варианта, поэтому показано удвоенное количество конденсаторов. Устанавливать нужно только одну половину — либо SMD, либо выводные.

На фото печатной платы в тексте видно, что на входе IC1B фактически стоят только два конденсатора, включённых параллельно — плюс, возможно, третий (C1), которым можно подстроить частоту. В цепи обратной связи IC1B стоит только один конденсатор (плюс, возможно, C6 для подстройки частоты).

Площадки для SMD-резисторов имеют относительно большой размер — 1206, что облегчает ручную пайку. На эти площадки подходят также резисторы MELF204, которые по качеству соответствуют выводным металлоплёночным резисторам. Вместо MELF можно использовать тонкоплёночные резисторы.

Расчёт элементов фильтра

Ёмкость конденсаторов на входе усилителя IC1B в два раза больше, чем в его цепи обратной связи. В свою очередь, резисторы на входе также в два раза больше, чем в цепи обратной связи. Такое решение должно привести к более низкому уровню шумов — так утверждает математический анализ.

Рекомендуется точно измерить конденсаторы перед монтажом и соединять параллельно конденсаторы с одинаковыми номиналами. Это облегчает последующую подстройку частоты с помощью C1 и C6 или R6/R7 и R10.

Полосовой фильтр на IC1B имеет на центральной частоте усиление около –1 (инвертирующее усиление).

Положительная обратная связь аналоговый генератор 1 кГц

Для поддержания стабильных, контролируемых колебаний необходима положительная обратная связь. Она реализована на операционном усилителе IC1A и резисторах R1…R5. Этот каскад должен иметь усиление около –1.

— Если усиление будет слишком низким, фильтр не будет генерировать колебания.

— Если усиление будет слишком высоким, сигнал станет настолько большим, что начнёт ограничиваться (клиппироваться) операционными усилителями.

Постоянную амплитуду сигнала и его чистую, неискажённую синусоидальную форму можно получить только при тщательном контроле уровня положительной обратной связи.

В качестве регулирующего элемента здесь использован оптрон NSL-32SR3 фирмы Advanced Photonix. Ток, протекающий через светодиод на входе, управляет сопротивлением фоторезистора на выходе. Оптрон также обеспечивает гальваническую развязку между входом и выходом.

Выходной сигнал фильтра поступает на вход усилителя IC2B через делитель напряжения R33/R34, ослабляющий сигнал примерно до 70%. Это ослабление предотвращает переходные процессы при включении питания, когда генератор быстро «разгоняется» до предела по амплитуде.

Узел на IC2 представляет собой прецизионный двухполупериодный выпрямитель, отлично описанный в руководствах Texas Instruments. Выпрямленный сигнал «интегрируется» (усредняется) фильтром нижних частот R29/C12, а затем усиливается в 2 раза усилителем IC4B. Стабилизацию амплитуды обеспечивает узел на операционном усилителе IC4A.

Стабилизация амплитуды аналоговый генератор 1 кГц

В качестве источника опорного напряжения использована широкодоступная микросхема TL431 (VR1). Она формирует стабилизированное напряжение –2,5 В относительно земли. Конденсатор C11 снижает пульсации этого напряжения.

Ток, протекающий через R26 от выпрямителя на IC4B, компенсируется опорным током, протекающим через R24 и R25. Резистор R25 служит для установки амплитуды генерируемого сигнала.

Диод D1 предотвращает появление отрицательного управляющего напряжения на выходе IC4A. С этого выхода через резистор R21 управляется транзистор T1, а с его эмиттера питается светодиод оптрона NSL-32SR3.

Сопротивление фоторезистора на выходе оптрона изменяет уровень положительной обратной связи фильтра. Постоянную времени контура регулирования определяют элементы R26, R22, C9 и C10.

Синусоидальный сигнал через резистор R12 поступает на потенциометр R13, который служит для регулировки амплитуды выходного сигнала в диапазоне от 0 до максимального значения, задаваемого резистором R25.

В качестве выходного усилителя используется микросхема IC3A. Если требуется чуть большее усиление, можно добавить резистор R14. Микросхема IC3B инвертирует фазу сигнала. Таким образом, на выходе формируется симметричный (дифференциальный) сигнал.

Выходные разъёмы могут быть типа RCA, BNC, jack (6,3 мм) или XLR — в зависимости от ваших потребностей. Устройство питается от напряжения ±15 В. Два интегральных стабилизатора напряжения формируют симметричное напряжение ±12 В.

— Диоды D3 и D5 защищают от повреждения при обратной полярности подключения питания.

— Диоды D4 и D6 защищают микросхемы IC5 и IC6 от «защёлкивания» (latch‑up) при включении питания.

— Когда питание включено, загораются светодиоды индикации.

Выбор компонентов

На качество генерируемого сигнала большое влияние оказывают операционные усилители IC1 и IC3. По этой причине здесь использованы несколько более дорогие операционные усилители OPA2211. Разумеется, схема будет работать и с другими сдвоенными операционными усилителями с таким же расположением выводов (pin‑to‑pin). В качестве IC2 и IC4 можно использовать почти любой тип сдвоенного операционного усилителя. В прототипе были использованы TL072.

На уровень гармоник также влияют конденсаторы C1…C8. Как уже упоминалось, здесь следует использовать COG/NP0 в SMD-корпусах или выводные плёночные конденсаторы. Один «плохой» конденсатор — «плохой» по аудиофильским критериям, т.е. с диэлектриком X7R или аналогичным, — способен свести на нет всё качество сигнала! Резисторы в сигнальном тракте должны быть тонкоплёночными, типоразмера 1206 или MiniMELF204.

Оптрон IC7 не должен быть установлен на плате изначально (рисунок 1 показывает, что я предусмотрел для него 2-контактные гнёзда). Это упрощает тестирование схемы. При замыкании контактов, предназначенных для фоторезистора, и определённой настройке потенциометра R3, осциллятор должен начать генерировать сигнал с размахом около 20 VPP. Это позволит проверить работу фильтра, его усилителя, выпрямителя и выходного каскада.

Частота должна быть близка к 1 кГц (точная настройка частоты выполняется позже, при контролируемой, стабильной амплитуде).

В этом состоянии схемы частота немного меняется, когда операционные усилители входят в насыщение. Выход IC4A в это время должен выдавать 0 В. Когда колебания генератора затухают, напряжение на этом выходе должно медленно возрастать примерно до +10 В.

Несколько слов о настройке оптрона.

Усиление оптрона может значительно отличаться от экземпляра к экземпляру. Я купил четыре штуки, и каждый вёл себя по-разному.
Порядок настройки:

1. Используя лабораторный блок питания и последовательный резистор, пропустите через светодиод оптрона ток 3–5 мА.
2. Измерьте мультиметром сопротивление фоторезистора.
3. Подключите резистор с таким же сопротивлением параллельно R1.
4. Установите R3 так, чтобы генератор начал генерировать сигнал.
5. При необходимости немного измените значение R4.

После удаления временного резистора и установки оптрона схема должна выдавать синусоидальный сигнал с постоянной и стабильной амплитудой.

Регулировка амплитуды

Потенциометром R25 установите амплитуду сигнала в диапазоне 1–3 VPP. При большей амплитуде возрастают нелинейные искажения.

Постоянная времени контура регулирования намеренно сделана довольно большой. Время установления амплитуды велико, но в установившемся режиме уровень сигнала очень стабилен.

Рабочая точка регулирования устанавливается потенциометром R3.

Настройка частоты

На этом этапе можно точно настроить частоту. Для этого можно изменить ёмкость, подобрав C1 и C6 (причём C1 = 2 × C6), или подогнать номиналы резисторов R6/R7 и R10. Частота рассчитывается по стандартной формуле:

f = 1 / (2π × R × C)

После регулировки частоты может потребоваться повторная коррекция рабочей точки (подстройка режима работы схемы). Если при измерениях нелинейных искажений вы используете фильтр-подавитель (notch filter), частота генератора должна точно совпадать с центральной частотой этого фильтра.

Рисунок показывает спектр сигнала при номинальном уровне 0 dBV, измеренный анализатором Audio Precision APx555.

Все гармоники находятся на уровне ниже –130 dBV. Это означает, что выходной сигнал имеет исключительно низкий уровень нелинейных искажений. Как видите, качество нашего любительского генератора вполне приличное!

Номиналы элементов, указанные в статье, хорошо показали себя в прототипе.

Уровень сигнала 0 dBV

Уровень гармоник –130 dBV

Частота ~1 кГц (точная настройка)

Представленный генератор на доступных компонентах обеспечивает качество сигнала, сравнимое с дорогими профессиональными приборами. Благодаря тщательному выбору компонентов (OPA2211, плёночные/COG-конденсаторы, тонкоплёночные резисторы) и продуманной схеме стабилизации амплитуды, устройство выдаёт синусоидальный сигнал с уровнем гармоник ниже –130 dBV — результат, достойный уважения даже для заводских приборов.

Запись Аналоговый генератор 1 кГц впервые появилась HamRadio .

Хотя можно (и должны) предпринимать шаги, чтобы разработки не были чувствительны к ЭМИ, создаваемым другими устройствами, основная задача должна состоять в том, чтобы разработки, сами не создавали недопустимых уровней ЭМИ, которые могли бы повлиять на другое оборудование.

Такие стандарты по ЭМИ, как EN55032, требуют, чтобы излучаемые помехи в диапазоне от 30 МГц до 1 ГГц не превышали определённых пороговых значений напряжённости поля при испытаниях со стандартной антенной на расстоянии 10 м.

Подавление излучаемых электромагнитных помех требует пристального внимания к экранированию корпусов, заземлению, минимизации площадей контуров проводников, оптимизации топологии печатных плат, использованию сплошных земляных полигонов и контролю скорости нарастания (крутизны) сигналов.

Кондуктивные (проводные) электромагнитные помехи (EMI)

В этой статье сосредоточимся на кондуктивных помехах, а именно на сигналах, которые передаются обратно в источник питания импульсными преобразователями. Стандарты в основном касаются частот в диапазоне от 150 кГц до 30 МГц и требуют, чтобы уровень сигналов в этом диапазоне не превышал установленных пороговых значений в различных частях полосы, обычно измеряемых с помощью анализатора спектра.

Чтобы дать представление о том, что требуется, кондуктивные помехи для устройства класса А должны быть ниже 79dBµV в диапазоне от 150 кГц до 500 кГц и ниже 73dBµV в диапазоне от 500 кГц до 30 МГц при измерении с детектором «квазипикового» значения. Единицы дБмкВ описывают амплитуду кондуктивных выбросов относительно опорного значения 1 мкВ. Таким образом, 79dBµV составляет около 9mV RMS, а 73dBµV— около 4.5mV RMS.

Требования для устройств класса В значительно ниже.

Электромагнитные помехи (EMI) обычно подавляются с помощью фильтров, устанавливаемых на линиях. Частота переключения многих современных преобразователей превышает 150 кГц, поэтому входной фильтр преобразователя играет решающую роль в соответствии спецификациям по кондуктивным помехам. На рисунке выше показан стандартный понижающий преобразователь с простым ёмкостным входным фильтром Cf и импедансом источника Zs.

Наша задача — проанализировать этот фильтр и убедиться, что амплитуда напряжения пульсаций на частоте переключения (и её гармоник) ниже требуемого порога.

До сих пор в серии статей использовали анализ средних значений для понимания периодического установившегося режима (PSS) работы преобразователя и частотный анализ для определения динамических характеристик преобразователя. Ни то, ни другое сейчас нам не поможет, поэтому мы вернёмся к доброму старому анализу во временной области для переменного тока.

Это метод, который, как следует из его названия, игнорирует постоянную составляющую сигнала и сосредоточивается на переменной составляющей. Например, модель PSS показывает нам, что входной ток (iₓ) преобразователя на рисунке в начале статьи имеет прямоугольную форму с коэффициентом заполнения D и амплитудой I_L, как показано на верхнем графике.

Если мы удалим постоянную составляющую входного тока, то получим альтернативную картину, показанную на нижнем графике. Здесь показан ток с коэффициентом заполнения 0,5, что даёт наибольшее среднеквадратичное значение переменного тока. Если коэффициент заполнения отклоняется от 0,5 в любую сторону, среднеквадратичный ток уменьшается, достигая нуля на крайних значениях, когда D = 0 или D = 1.

Это распространённое приближение, поскольку мы обычно хотим проектировать помехоподавляющие фильтры для наихудшего случая. К тому же гармоники формы переменного тока проще всего рассчитать, если это идеальный прямоугольный сигнал.

Нижняя схема на рисунке показывает модель по переменному току для понижающего преобразователя. Всё, что находится справа от входного фильтрующего конденсатора, заменяется источником переменного тока iₓ(ac), а источник постоянного напряжения полностью исключается. В данном случае источник тока будет представлять собой прямоугольный сигнал с переменным коэффициентом заполнения и размахом амплитуды I_L.

Мы используем эту модель для проектирования подходящего входного фильтра чуть позже. Сначала нам следует подумать о том, как мы собираемся измерять кондуктивные помехи в этой схеме.

Напряжение vₛ(ac), которое увидел бы наш анализатор спектра, очевидно, сильно зависит от импеданса источника Zₛ. Можно предположить, что на постоянном токе он довольно низок, но кто знает, как он будет выглядеть в интересующем нас диапазоне от 150 кГц до 30 МГц.

LISN (Сеть стабилизации импеданса линии)

Для проведения значимых и воспроизводимых измерений электромагнитные помехи (EMI) мы должны задать стандартный импеданс источника на интересующей частоте. По этой причине при измерениях кондуктивных помех используется сеть стабилизации импеданса линии (LISN). LISN применяются как с источниками постоянного, так и с источниками переменного тока. На рисунке показана модель по переменному току, подключённая к источнику напряжения с импедансом Zₛ через LISN, находящуюся внутри пунктирного прямоугольника.

Напряжение источника, что преобразователь питается через LISN, которая имеет низкое сопротивление на постоянном токе или на частоте сети, но представляет нагрузку 50 Ом для входа преобразователя на интересующих частотах.

Значения индуктивности и ёмкости в LISN выбираются таким образом, чтобы Cₛ фактически являлась коротким замыканием, а L_lisn — фактически разомкнутой цепью на измерительных частотах. Таким образом, импеданс на входе преобразователя представляет собой входное сопротивление анализатора спектра, равное 50 Ом. C_lisn блокирует попадание на анализатор любой постоянной составляющей или переменного напряжения частоты сети, поскольку для проведения измерений преобразователь должен быть включён.

Значения компонентов LISN указаны в соответствующем стандарте по ЭМИ, но типичные значения могут быть следующими: Cₛ = 1 мкФ, L_lisn = 50 мкГн и C_lisn = 100 нФ. В большинстве LISN используются катушки индуктивности с воздушным сердечником для снижения паразитных ёмкостей, и последовательно с Cₛ может включаться резистор для демпфирования резонансов (подробнее об этом ниже).

Вероятно, также будет присутствовать высокоомный резистор (≥1 кОм) между измерительным выводом и общим проводом, чтобы измерительный вывод не находился в «плавающем» состоянии, когда анализатор спектра не подключён.

В производственных LISN могут также включать дополнительные фильтрующие каскады со стороны источника, чтобы ограничить влияние помех, поступающих от источника, на результаты измерений.

Схема LISN, показанная на рисунке выше, повторяется на положительной и отрицательной линиях в LISN постоянного тока, а также на каждой фазе и нейтральном проводе в LISN переменного тока, чтобы можно было проводить измерения синфазного и дифференциального режимов.

Синфазный и дифференциальный режимы

До сих пор мы анализировали преобразователи и их входные фильтры, мы предполагали, что весь ток, втекающий в один входной вывод, вытекает из другого, как показано на верхней схеме рисунке.

Это было разумно для всего, что мы делали до сих пор, но это допущение перестаёт работать, когда мы рассматриваем более высокие частоты.

Нижняя схема представляет собой альтернативный путь протекания высокочастотного тока, где существует паразитная ёмкость на землю, например, между выводом стока транзистора MOSFET в корпусе TO-220 и заземлённым радиатором. Этот ток поступает через положительный входной вывод, но возвращается к источнику через землю — при этом нет соответствующего тока, выходящего из отрицательного входного вывода.

Это лишь один из возможных альтернативных путей протекания тока; в реальном преобразователе их будет много, включая некоторые, связанные с отрицательным выводом. В действительности оба типа протекания тока будут происходить одновременно, поэтому токи, обозначенные как i₁ и i₂, будут представлять собой сумму этих двух составляющих. Ток, который втекает в один вывод и вытекает из другого, называется током дифференциального режима (i_dm), а ток, который втекает только в один вывод, — током синфазного режима (i_cm).

Ток дифференциального режима включает в себя нормальный рабочий ток преобразователя, включая все его гармоники, в то время как ток синфазного режима связан с паразитными путями утечки.

Математически i_dm определяется как ½ (i₁ – i₂), а i_cm — как i₁ + i₂. Обратите внимание, что в этой модели оба тока i₁ и i₂ втекают в преобразователь. Эти определения дают ключ к пониманию названий, ток дифференциального режима связан с разностью токов, втекающих в преобразователь, в то время как токи синфазного режима связаны с суммарным током, втекающим в оба вывода.

Возможно, более интуитивно понятно рассматривать эти уравнения с другой стороны — с точки зрения токов, втекающих в положительный вывод и вытекающих из отрицательного, то есть i₁ и -i₂ соответственно.

В этом случае i₁ = i_dm + ½i_cm, а -i₂ = i_dm – ½i_cm. Другими словами, ток дифференциального режима втекает в один вывод и вытекает из другого, в то время как ток синфазного режима втекает в оба вывода в равной степени и вытекает куда-то ещё.

Входной фильтр дифференциального режима

Стандарты по ЭМИ устанавливают ограничения как на синфазные, так и на дифференциальные помехи, поэтому необходимо фильтровать и те, и другие. Эти две задачи фильтрации имеют различную природу, а также разные сложности и способы решения. Начнём с фильтра дифференциального режима.

Для этого мы вернёмся к модели анализа по переменному току, которую создали в самом начале статьи. Входной фильтр представлял собой простой конденсатор, и мы видели, что его эффективность зависит от импеданса источника. Для измерений ЭМИ мы можем использовать LISN для стандартизации импеданса источника, но в повседневной эксплуатации мы имеем дело с неизвестным импедансом.

Мы можем уменьшить эту зависимость, применив LC-фильтр, как показано на эквивалентной схеме по переменному току на рисунке ниже.

На рисунке изображен фильтр так, как он выглядит в преобразователе, с его входом справа и выходом слева. Можно удивиться, почему в таком случае катушка индуктивности находится на выходной стороне фильтра, а не на входной, как это обычно бывает для LC-фильтров. Это фильтр с питанием от источника тока, поэтому источник имеет гораздо более высокий импеданс, чем нагрузка (Zₛ).

В типичном фильтре с питанием от источника напряжения источник имеет более низкий импеданс, чем нагрузка. В обоих случаях фильтр работает наиболее эффективно, если катушка индуктивности находится на низкоомной стороне, поскольку её импеданс увеличивается с частотой.

Графики справа от схемы показывают передаточную функцию фильтра по току (отношение выходного тока ко входному току, которая выглядит как у любого типичного LC-фильтра нижних частот. На частотах значительно ниже fₓ импеданс определяется в основном индуктивностью, на частотах выше fₓ — ёмкостью.

При идеальных компонентах, по мере приближения к частоте среза, величина передаточной функции и импеданса теоретически стремятся к бесконечности. В реальных компонентах всегда присутствует некоторая степень естественного затухания, но LC-фильтры часто демонстрируют значительный выброс на резонансной частоте, как показано пунктиром на графиках.

LC-фильтры склонны к колебаниям из-за этого выброса, особенно если они возбуждаются прямоугольным сигналом, богатым гармониками. Эта проблема усугубляется в силовой электронике, поскольку импульсные преобразователи часто имеют отрицательное входное сопротивление. Это отрицательное сопротивление обеспечивает «отрицательное затухание» и увеличивает вероятность возникновения колебаний.

Чтобы понять, как импульсный преобразователь может проявлять отрицательное входное сопротивление, рассмотрим DC-DC-преобразователь с фиксированным выходным напряжением и нагрузкой. В этих условиях определённое количество мощности передаётся нагрузке и, соответственно, потребляется от входного источника.

Если входное напряжение немного повысится, контур управления изменит коэффициент заполнения, чтобы поддерживать постоянство выходного напряжения. Выходная мощность остаётся постоянной, следовательно, постоянной остаётся и входная мощность, что приводит к небольшому снижению входного тока.

Закон Ома гласит, что входное сопротивление равно изменению напряжения (в нашем примере положительному), делённому на изменение тока (отрицательному), следовательно, приращение входного сопротивления должно быть отрицательным. На этом закончим и так статья получилась достаточно большой.

Запись Электромагнитные помехи (EMI) впервые появилась HamRadio .

Начнём знакомство с объяснения того, как работает диаграмма Смита, а затем перейдём к демонстрации того, как VNA можно использовать для выполнения некоторых базовых задач. Типичным применением является проектирование антенн и устройств для их питания и согласования с передатчиком. На рисунке показывает базовую структуру диаграммы Смита.

Хотя это может выглядеть несколько устрашающе, основная концепция проста: комплексное сопротивление (импеданс, содержащее как активную/резистивную, так и реактивную составляющие) может быть отображено в круговое пространство, где горизонтальная ось представляет сопротивление (активную часть), а внешняя окружность представляет реактивное сопротивление (мнимую часть).

Положительные значения реактивного сопротивления (индуктивное сопротивление) располагаются вдоль верхней полуокружности, тогда как отрицательные значения реактивного сопротивления (ёмкостное сопротивление) соответствуют нижней полуокружности. Мнимые (реактивные) компоненты обозначаются буквой j (вместо i, используемой математиками), знак которой может быть положительным или отрицательным в зависимости от того, является ли реактивное сопротивление индуктивным или ёмкостным.

Некоторые фундаментальные компоненты показаны вместе с их представлением на диаграмме Смита на рисунке.

Чисто активное сопротивление, равное характеристическому импедансу системы, показано на рисунке (a), в то время как соединения короткого замыкания и разомкнутой цепи показаны соответственно на рисунке (b) и (c).

Чистая индуктивная и ёмкостная составляющая представлены точками на окружности, как показано на рисунке (d) и (e). Поскольку их реактивное сопротивление изменяется с частотой, они показаны в виде линий, а не точек, причём стрелка на линии указывает направление увеличения частоты.

Наконец, на рисунке (f) показано последовательное соединение чистой индуктивности и ёмкости. Обратите внимание, что сопротивление этой комбинации будет равно нулю на частоте резонанса f0. Это резонансная частота, на которой индуктивное и ёмкостное сопротивления становятся равными по величине, но противоположными по знаку и взаимно компенсируют друг друга.

Диаграмма Смита в анализаторе j-обозначение

Если вы не знакомы с j-обозначением, просто запомните, что j используется для обозначения реактивной части сопротивления (j = √-1). Если вас не совсем устраивает понятие «мнимых» чисел, просто запомните, что когда знак j- положительный, компонент является индуктивным, и, наоборот, когда знак j- отрицательный, компонент является ёмкостным.

Все реальные ВЧ-компоненты и антенны обладают комплексным сопротивлением, содержащим как активное, так и реактивное сопротивление, и поэтому могут быть представлены с использованием j-обозначения. Важно отметить, что комплексное сопротивление изменяется с частотой из-за изменения значений реактивного сопротивления.

Рассмотрим случай компонента, который можно представить как сопротивление 50 Ом, соединённое последовательно с индуктивностью 100 nH. На частоте 100 МГц реактивное сопротивление катушки индуктивности составит приблизительно 63 Ом, и компонент будет иметь импеданс, который можно выразить как (50 + j63) Ом. На частоте 140 МГц индуктивное реактивное сопротивление компонента возрастёт до 88 Ом, поэтому импеданс будет равен (50 + j88) Ом.

Соответствующие значения импеданса для сопротивления 50 Ом, соединённого последовательно с конденсатором 20 пФ, будут равны (50 — j80) Ом на частоте 100 МГц и ( (50 — j57) Ом на частоте 140 МГц.

Мы кратко упоминали о необходимости нормировки импедансов в нашем обсуждении VNA. Чтобы учесть любое заданное значение характеристического импеданса, значения, отображаемые на диаграмме Смита, должны быть сначала нормированы путём простого деления активной и реактивной частей на значение характеристического импеданса.

Так, например, импеданс (50 + j25) Ом будет отображаться как (1 + j0.5) Ом. И наоборот, импеданс (50 — j25) Ом будет нормирован к (1 — j0.5) Ом. Эти сопряжённые точки показаны на рисунке ниже.

Коэффициент стоячей волны (КСВ)

Коэффициент стоячей волны можно легко отобразить на диаграмме Смита, наложив на диаграмму окружности постоянного КСВ, как показано на рисунке.

Обратите внимание, что значение КСВ, равное единице, соответствует окружности нулевого радиуса (т.е. точке в самом центре диаграммы Смита), в то время как бесконечный КСВ соответствует внешней границе диаграммы.

При использовании диаграмма Смита в анализаторе как инструмента для исследования согласования, разработчик ВЧ-устройств неизменно стремится к тому, чтобы импедансы нагрузки были как можно ближе к центру диаграммы Смита. Возможность наблюдать все эти процессы в реальном времени делает настройку по-настоящему простой!

Графики зависимости импеданса от частоты

Диаграммы Смита часто используются для визуализации поведения антенн и устройств в диапазоне частот. На рисунке ниже показан пример анализа компонента, в котором нормированный импеданс изменяется от (0.23 — j0.65) Ом до (0.75 + j0.41) Ом} в диапазоне частот от 110 МГц до 135 МГц.

Обратите внимание, как антенна становится чисто активной на частоте 120 МГц и как КСВ антенны опускается ниже двух выше 130 МГц.

Недорогой векторный анализатор цепей может обеспечить быструю проверку характеристик антенны и её фидера. На рисунке показаны некоторые типичные результаты анализа четвертьволновой антенны на 130 МГц в 50-омной системе. Развёртка частоты анализатора была установлена от 120 МГц до 135 МГц с маркерами, отображаемыми на частотах 120 МГц, 125 МГц и 130 МГц.

Из рисунка мы можем быстро определить, что:

• КСВ антенны меньше 2 во всём диапазоне частот;
• Антенна является чисто активной на частотах 123 МГц и 133 МГц;
• Наименьший КСВ (приблизительно 1,6) достигается на частоте 130,5 МГц, наилучшее согласование с 50-омной системой получается на этой частоте.
• Вот так просто можно по диаграмме Смита определять настройку антенно фидерной системы передающей аппаратуры.

Запись Диаграмма Смита в анализаторе впервые появилась HamRadio .

Проверка выходного фильтра УКВ передатчика (145 МГц) в симуляторе, зачем это нужно и как это работает

Каждый радиолюбитель, собирающий свой первый или даже сотый трансивер, знает этот момент, плата спаяна, все соединения проверены, напряжение подано… И вот он самый ответственный этап, первое включение в эфир. Но что, если вместо чистого сигнала в антенну полетит «мусор», который создаст помехи соседям и вызовет вопросы у надзорных органов? Или, того хуже, часть мощности вернется обратно в выходной каскад усилителя?

Именно эти мысли привели меня к идее виртуальной проверки при сборке платы для диапазона 145 МГц. Речь идет об одном из самых важных узлов любого передатчика — выходном фильтре.

Выходной каскад (PA), особенно собранный на мощных транзисторах, по своей природе генерирует не только полезный сигнал на основной частоте (в нашем случае ~145 МГц), но и множество паразитных гармоник — сигналов на частотах, кратных основной (290 МГц, 435 МГц и так далее).

Без должной фильтрации сигнал будет «грязным», а внеполосные излучения могут создать серьезные проблемы. Поэтому расчет и сборка этого узла требуют высокой точности.

Почему нельзя доверять только бумажному расчету?

Классический подход — взять формулы из справочника Ротхаммеля, рассчитать номиналы катушек индуктивности и конденсаторов, а затем собрать схему. На КВ-диапазонах такой метод часто дает приемлемый результат. Но на УКВ (VHF), в диапазоне 144–146 МГц, физика процесса меняется.

Здесь начинают доминировать паразитные параметры, которые мы привыкли игнорировать. Индуктивность выводов, даже короткий вывод резистора или конденсатора обладает собственной индуктивностью.

Межвитковая емкость катушек, катушка индуктивности ведет себя как совокупность идеальных L и C элементов, образуя собственный колебательный контур. Паразитная емкость монтажа, близко расположенные проводники на плате создают емкостную связь. Реактивное сопротивление компонентов, обычный керамический конденсатор с выводами на этой частоте может вести себя скорее, как индуктивность!

Все это приводит к тому, что реальный фильтр, рассчитанный «по учебнику», может иметь совершенно другую полосу пропускания, затухание и коэффициент стоячей волны (КСВ), чем ожидалось. Он может просто не заработать.

Переходим в виртуальную реальность, симулируем фильтр на 145 МГц

Чтобы избежать этих проблем, я решил проверить свою схему в симуляторе. Для таких задач я использовал программу Filter Solutions, но можно попробовать и Qucs-S (бесплатно) или профессиональных пакетов типа ADS/AWR.

Симулируем фильтр на 145 МГц что мы моделируем?

Главное правило успешной симуляции — адекватность моделей. Нельзя просто поставить в схему идеальный элемент L или C. Нужно использовать реалистичные модели.

Катушки индуктивности, в свойствах элемента указываем не только номинал, но и добротность (Q) и собственную частоту резонанса (или эквивалентную последовательную емкость). Эти данные можно найти в даташите на готовые SMD-индуктивности или оценить для самодельных катушек.

Конденсаторы, указываем эквивалентное последовательное сопротивление (ESR) и эквивалентную последовательную индуктивность (ESL). На 145 МГц лучше всего работают безвыводные SMD-конденсаторы (типоразмеры 0805, 1206) или специальные ВЧ-конденсаторы.

Соединения, провода между элементами заменяем моделями линий передачи (микрополосковыми линиями), учитывая их волновое сопротивление и задержку распространения сигнала.

Анализ результатов

После запуска симуляции (обычно это анализ S-параметров) мы получаем графики, которые рассказывают о работе фильтра всё:

S21 (Transmission), это наш главный график. Он показывает амплитудно-частотную характеристику (АЧХ). Мы смотрим на полосу пропускания, попадает ли наша частота 145 МГц в максимум кривой? Оцениваем крутизну скатов, насколько резко фильтр отсекает ненужные частоты.

Смотрим на подавление гармоник, какое затухание фильтр обеспечивает на 2-й (290 МГц) и 3-й (435 МГц) гармониках? Хорошим результатом считается >40 дБ.

S11 (Reflection/Return Loss), этот график показывает, какая доля мощности отражается от входа фильтра назад в трансивер. Чем ниже значение S11 (например, -20 дБ), тем меньше отраженная мощность и ниже КСВ. Высокий КСВ может привести к перегреву и выходу из строя выходных транзисторов PA.

Групповое время задержки (Group Delay), показывает фазовую линейность. Резкие пики на этом графике означают, что широкополосный сигнал (как FM-вещание или цифровой сигнал) будет искажаться, «размазываясь» во времени.

Итог

Проверка схемы выходного фильтра в симуляторе перед изготовлением — это не прихоть, а необходимый шаг при работе на УКВ. Она позволяет:

Заранее увидеть реальную АЧХ и убедиться в эффективности подавления гармоник.

Добиться хорошего согласования с антенной (низкого КСВ), защитив выходные каскады передатчика. Избежать дорогостоящих ошибок, сэкономив компоненты и нервы.

Мой виртуальный эксперимент подтвердил работоспособность выбранной топологии, но также выявил необходимость немного скорректировать номиналы нескольких конденсаторов для идеальной настройки на центральную частоту. Теперь, когда я буду подавать питание на собранную плату, уверенность в результате будет стопроцентной.

Важно помнить, симулятор — это лишь инструмент моделирования идеализированной математической модели. Реальная печатная плата всегда внесет свои коррективы из-за несовершенства материала диэлектрика (FR-4) и неточности изготовления.

Поэтому после сборки финальная настройка фильтра («холодная» проверка с помощью анализатора) все равно обязательна. В статье есть реальная схема и характеристика фильтра, которая с успехом используется в трансивере.

Запись Симулируем фильтр на 145 МГц впервые появилась HamRadio .

Емкостной выключатель

Состоит из генератора ВЧ-сигнала на инверторе IO1A типа 74HC14, емкостного сенсора, усилителя ВЧ-сигнала на транзисторе Т1, компаратора на операционном усилителе IO1A и IO1B, а также выходного транзистора Т2.

Генератор ВЧ-сигнала выполнен по схеме мультивибратора с инвертором IO1A типа 74HC14. Колебания мультивибратора поддерживаются благодаря гистерезисному эффекту инвертора, имеющего на входе триггер Шмитта. Частота генерируемого сигнала определяется значениями компонентов C1, R1 и P1, подключённых в цепь отрицательной обратной связи инвертора. Потенциометром P1 устанавливается частота сигнала в диапазоне от 7 до 10 МГц. Неиспользуемые инверторы микросхемы IO1 соединены с общим проводом («земля»).

ВЧ-сигнал с выхода IO1A поступает через катушку индуктивности L1 на пластину SZ1 емкостного датчика. Катушка L1 вместе с ёмкостью датчика образует резонансный контур, настроенный примерно на частоту около 8,2 МГц. Ёмкостной датчик представляет собой две токопроводящие пластины SZ1 и SZ2 размером 100×20 мм каждая, расположенные в одной плоскости рядом друг с другом с зазором шириной 10 мм. Сигнал переменного напряжения, передаваемый через емкость между пластинами датчика, поступает с пластины SZ2 в настроенный усилитель ВЧ-сигнала.

Потенциометр P2 позволяет ослаблять сигнал по мере необходимости. Усилитель содержит транзистор Т1 типа BC547B, работающий в схеме с общим эмиттером. Максимальное усиление достигается на резонансной частоте параллельного колебательного контура, состоящего из элементов L2, C3 и C4, подключённого в цепи коллектора транзистора Т1. Конденсатором C4 настраивается резонансная частота вблизи значения 8,2 МГц.

Переменное напряжение с коллектора Т1 преобразуется в постоянное, выпрямителем, содержащим элементы C5, D1, D2 и C6. Постоянное напряжение с конденсатора C6 подается одновременно на инвертирующий вход компаратора IO2B типа TLC272 и в схему пик-выпрямления на элементах D3, конденсатор C7, потенциометр P3 и резистором R6, обладающим большой постоянной времени. Напряжение с конденсатора C7 слегка уменьшается делителем на элементах P3 и R6 и следует на неинвертирующий вход IO2B, служа опорным напряжением для компаратора.

В состоянии покоя напряжения на конденсаторах C6 и C7 совпадают, таким образом, на инвертирующем входе IO2B напряжение больше, чем на неинвертирующем. Выход операционного усилителя IO2B находится в низком уровне («L»), и транзистор Т2 закрыт. Если приближением руки к датчику нарушается настройка резонансного контура с катушкой L1, напряжение на конденсаторе C6 снижается, в то время как напряжение на конденсаторе C7 остаётся постоянным.

При достаточном снижении уровня напряжения инвертирующий вход IO2B становится менее положительным относительно неинвертирующего входа, выход IO2B переходит в высокий уровень («H») и транзистор Т2 открывается. Питание емкостного выключателя осуществляется стабилизированным постоянным напряжением 5 В, подаваемым на контакты J1 и J3 от внешнего источника питания. Потребляемый ток составляет около 4,5 мА. Цепь питания защищена фильтрующими конденсаторами C8-C10, установленными непосредственно возле катушки L2 и выводов питания микросхем IO1 и IO2.

При настройке емкостного выключателя генератор настраивается потенциометром P1, а приемник — конденсатором C4 так, чтобы частоты генератора и приемника соответствовали резонансной частоте контура с датчиком и катушкой L1 (т.е., получаем максимальное постоянное напряжение на конденсаторе C6). Затем потенциометром P2 устанавливаем напряжение холостого хода на конденсаторе C6 равным 2,5 В. Наконец, потенциометром P3 экспериментально добиваемся нужной чувствительности устройства при приближении руки к датчику.

Запись Емкостной выключатель впервые появилась HamRadio .

Представленная схема задержка выключения освещения относится к широкому спектру простых устройств, облегчающих нашу повседневную жизнь. Несмотря на простоту управления, это устройство также упрощает нашу повседневную жизнь. Вы можете выйти из тёмного коридора, «шлёпнуть» рукой по выключателю и уверенно пройти в следующую комнату, где ещё не горел свет, чтобы таким же жестом включить освещение.

Освещение из предыдущей, уже оставленной комнаты поможет вам в этом, а затем автоматически погаснет – так что вам не придётся возвращаться в коридор, из которого вы уже вышли. При создании схемы учитывалась её адаптация к современным реалиям, где львиную долю источников освещения составляют светодиодные лампы мощностью не более десятка ватт. Таким образом, нет необходимости заменять освещение лампами накаливания. Дополнительным преимуществом является её очень простая установка.

Принципиальная схема задержка выключения освещения, представленная в этой статье, не содержит микроконтроллера или других микросхем. Выводы разъёма J1 подключены к контактам переключателя, поэтому напряжение на них будет равно напряжению сети (при разомкнутых контактах) или равно нулю при их замкнутом состоянии.

Исполнительный механизм, к которому не предъявляются особые требования по минимальному прямому току, представляет собой МОП-транзистор. Однако он проводит ток однонаправленно, в то время как в наших электросетях переменный. Чтобы обойти эту проблему, был использован старый трюк, который, безраздельно властвовал во времена, когда тиристоры были в большом почёте, а симисторы ещё не были известны.

Ток, питающий нагрузку (в данном случае светодиодную лампу), протекает через диодный мост, что делает его однонаправленным со стороны исполнительного механизма. Просто, дёшево и эффективно, учитывая, что ток, протекающий через диодный мост, небольшой, поэтому рассеиваемая мощность пренебрежимо мала. Диод D5 защищает выходной транзистор от выхода из строя в случае возникновения высоковольтного импульса, например, при включении индуктивной нагрузки.

Высоковольтный транзистор T1 вместе с четырьмя диодами D1…D4 используются для «замещения» контактов ключа при его размыкании. Однако есть небольшой недостаток, после включения MOSFET падение напряжения на нём составит несколько десятков милливольт или чуть больше, откуда же взяться питанию, необходимому для поддержания потенциала его затвора? Для этого добавлены три последовательно соединённых стабилитрона, которые накапливают суммарное напряжение около 10 В. Этого достаточно для затвора униполярного транзистора и поддержания его в открытом состоянии.

К сожалению, напряжение, подаваемое на нагрузку, будет значительно меньше, но современные светодиодные лампы, как правило, имеют простой встроенный преобразователь, способный работать с несколько меньшим напряжением питания. Затвор MOSFET требует постоянного напряжения не более ±20 В относительно источника, поэтому стабилитрон с напряжением пробоя 18 В расположен рядом с транзистором. Его ток ограничивается последовательно соединёнными резисторами R2…R5.

Использование нескольких последовательных элементов распределяет напряжение, исключая риск пробоя резистора – это относится к разомкнутым цепям, поскольку к ним будет приложено практически всё сетевое напряжение. Практически всё оно, как часть, останется на упомянутом стабилитроне D9. Конденсатор C1, обладая относительно небольшой ёмкостью, служит простым фильтром пульсаций напряжения, возникающих на выходе двухполупериодного выпрямителя. Резистор R1 разряжает конденсатор C1 и ёмкость затвор-исток транзистора T1.

Описанная выше схема позволяет поддерживать лампу включенной сразу после размыкания контактов настенного выключателя. Для выключения транзистора T1 по истечении определённого времени необходим ещё один компонент. Это обеспечивается транзистором T2, фактически выключая его. Однако он должен включаться с задержкой, обеспечиваемой конденсатором C2, который медленно заряжается через последовательно соединённые резисторы R8…R11. Как и в случае с ранее рассмотренными резисторами R2…R5, эти компоненты разделены для распределения высокого напряжения.

Конденсатор C2 разряжается с течением времени (после размыкания контактов выключателя), и потенциал базы транзистора T2 соответственно увеличивается. Напряжение с C2 дополнительно делится резисторами R6 и R7, чтобы предотвратить слишком быстрое включение T2. Кроме того, эти резисторы разряжают C2 при замыкании контактов выключателя. Диод D11 ограничивает максимальное напряжение, до которого может зарядиться C2, предотвращая его повреждение. Диод D10 ускоряет разряд C2 при замыкании контактов выключателя.

Схема была собрана на небольшой односторонней круглой печатной плате. Её диаметр составляет 48 мм, что позволяет легко установить её под существующим выключателем скрытого монтажа, поскольку печатная плата поместится в любой распределительный щит. Разводка и расположение компонентов платы показаны на рисунке. Готовая плата представлена ​​на фото ниже.

В качестве транзистора Т1 можно использовать любой высоковольтный MOSFET-N-транзистор в корпусе TO220 с напряжением сток-исток не менее 500 В и сопротивлением открытого канала не более нескольких Ом – остальные параметры в данной схеме некритичны. Габариты и способ подключения модуля не требуют доработки существующей электропроводки. Схема включения показана на рисунке.

Во время работы схемы, то есть в течение нескольких десятков секунд после размыкания контактов выключателя, на нагрузке находится напряжение примерно на 10 В ниже сетевого. Важно помнить, что при выключенной лампе, то есть при разомкнутых контактах выключателя, через описанную цепь протекает небольшой ток – его пиковое значение составляет несколько сотен нано Ампер. Для надлежащего разряда конденсатора C2 перед следующим рабочим циклом выключатель должен оставаться замкнутым не менее 1 минуты.

При более раннем размыкании заданное время может быть меньше. Значение задержки в 90 секунд следует считать приблизительным, поскольку на этот параметр сильно влияют разброс параметров компонентов, потребляемая мощность лампы и температура окружающей среды. Во время тестирования при подключении лампы мощностью 2 Вт время задержки составляло около 90 секунд, тогда как при подключении лампы мощностью 20 Вт это значение сокращалось примерно до 50 секунд.

Запись Задержка выключения освещения впервые появилась HamRadio .

Учитывая данное обстоятельство, необходимо рассмотреть возможность применения специализированных защитных устройств, обеспечивающих автоматическое отключение нагрузки при возникновении угрозы повреждения. Схема простая защита трехфазного электродвигателя изображена на рисунке.

Одним из эффективных решений является использование системы с искусственной нейтралью, которая позволяет компенсировать дисбаланс напряжений в трёхфазной сети. В основе данной системы лежит применение трёх идентичных реактивных элементов, в данном случае конденсаторов С1–С3. При условии равенства ёмкостей конденсаторов и идеальной симметрии трёхфазной сети напряжение между искусственной и реальной нейтралью будет отсутствовать.

При нулевом напряжении в одной из фаз (но в отсутствие ее обрыва) контрольное напряжение равно приблизительно трети фазного. При нулевом напряжении в двух фазах оно достигает половины, а при обрывах в двух фазах — его полного значения. Таким образом, достаточно настроить автомат на срабатывание при критическом уменьшении напряжения в одной из фаз, в других ситуациях он сработает еще увереннее.

При нажатии на кнопку SB1 Пуск фазное напряжение поступает на обмотку пускателя КМ1, и он своими основными контактами подключает электродвигатель М1 или другую нагрузку к трехфазной сети. Вспомогательные контакты пускателя блокируют кнопку SB 1, которую теперь можно отпустить. Выключение двигателя происходит в результате разрыва цепи питания обмотки пускателя КМ1 при нажатии на кнопку SB2 «Стоп» или при срабатывании реле К1.

На обмотку этого реле поступает пропорциональное » перекосу фаз» напряжение между точкой соединения конденсаторов С1-С3 и нейтралью трехфазной сети N, выпрямленное диодным мостом VD1-VD4. Реле сработает, если это напряжение превысит некоторое пороговое значение, которое можно регулировать переменным резистором R1. Конденсатор С4 не только сглаживает пульсации подаваемого на реле напряжения, но и обеспечивает необходимую для отключения пускателя КМ1 продолжительность удержания контактов реле К1 .1 в разомкнутом состоянии.

Кроме того, конденсатор предотвращает ложные срабатывания автомата, к которым может привести неодновременное замыкание контактов КМ 1.1 при срабатывании пускателя. Стабилитроны VD5-VD7 ограничивают на допустимом уровне напряжение на обмотке реле К1 и конденсаторе С4 при слишком большом » перекосе. Как показывает практика, для электродвигателя критично уменьшение напряжения в одной из фаз примерно до 70 % номинального, т. е. до 150 … 140 В в сети 220/ 380 В.

В этой ситуации действующее значение напряжения между искусственной и реальной нейтралями достигнет 20 … 25 В, а на выходе выпрямительного моста VD1-VD4 — 28 … 35 В (в действительности под нагрузкой , создаваемой обмоткой реле К1, напряжение будет немного меньше).

Чтобы обеспечить срабатывание автомата при таком » перекосе», в качестве К1 выбрано реле РП21 с обмоткой на 24 В постоянного тока и с группой контактов на переключение. Емкость конденсаторов С 1-С3 выбрана исходя из того, что их реактивное сопротивление должно быть значительно меньше сопротивления обмотки реле. Применены конденсаторы КБГ-МН. Возможна их замена на МБГО, МБГЧ или импортными на соответствующее напряжение. Отклонения емкости конденсаторов от номинальной не должны превышать 5 %.

Переменный резистор R1 должен быть проволочным. Его мощность зависит от условий эксплуатации автомата. Если больших «перекосов» в сети не ожидается и нужно защитить двигатель лишь от внезапного отключения одной из фаз, резистор может быть мощностью 2 Вт. Если же приходится длительное время работать на грани срабатывания, его мощность придется увеличить до 10 Вт и более. Пускатель КМ1 — серии ПМЕ-211 с обмоткой управления на 220 В. Диоды 2Д202Р можно заменить на КД203Г, КД203Д. Диоды с меньшим допустимым обратным напряжением применять не рекомендуется. Они могут быть повреждены выбросами напряжения, возникающими при коммутации индуктивной нагрузки.

Запись Простая защита трехфазного электродвигателя впервые появилась HamRadio .

Простая реальная ситуация: промышленный контроллер имеет аналоговые входы в виде токовых контуров 4…20 мА. Этот параметр можно считать стандартным. К сожалению, оригинальный датчик температуры, работавший с этим контроллером, вышел из строя и его необходимо заменить на другой. Так получилось, что эту модель уже сняли с производства — есть аналоги от других производителей, но их цена сильно впечатляет. Гораздо проще найти датчик температуры с выходным напряжением 0…5 В. Нужно лишь согласовать выход датчика со входом контроллера.

Именно это и умеет представленная схема. Да, вы также легко можете купить готовые модули известных производителей, которые успешно выполняют эту функцию. Однако их цена достаточно высока. Так что, если конвертируемое количество не критично, вы можете использовать эту схему – простую и гораздо более дешевую. Принципиальная схема рассматриваемой системы представлена ​​на рисунке в тексте статьи.

Входное напряжение постоянного тока подается на выводы разъема J1. С помощью потенциометра P1 оно делится до такой степени, что его значение находится в диапазоне 0…4,8 В. Таким образом, система может работать с источником напряжения 5 В и выше. Это должно быть неотрицательное напряжение, значения ниже нуля не будут обрабатываться должным образом.

Соответствующим образом разделенное напряжение подвергается фильтрации с использованием конденсатора C1 и общего сопротивления резистора R1 с выходным сопротивлением потенциометра P1. Как легко подсчитать, сопротивление, связанное с этой емкостью, может составлять максимум 260 кОм – именно такой результат будет получен, когда потенциометр P1 установлен на половину доступного диапазона регулирования. Эта фильтрация уменьшает влияние помех на преобразованный сигнал и снижает среднеквадратичное значение шума.

Следующий блок — прецизионный источник тока, реализованный на операционном усилителе US1А. Вход LM358 поддерживает потенциалы вплоть до 0 В (и даже немного ниже), поэтому не было необходимости добавлять источник питания с отрицательным напряжением. Его выход управляет базой транзистора T1 для получения падения напряжения на резисторе R4, равного разделенному входному напряжению. При используемых номиналах элементов ток, протекающий через резистор R4, будет находиться в диапазоне 0…1,6 мА.

Поскольку транзистор Т1 имеет очень большой коэффициент усиления по току, ток его коллектора равен току эмиттера с очень небольшой погрешностью. Резистор R3 нагружает выход операционного усилителя, линеаризуя работу его выходного каскада и способствуя закрытия транзистора Т1. В свою очередь резистор R2 компенсирует ток, протекающий через инвертирующий вход усилителя US1А. Его сопротивление должно быть равно тому, которое управляет неинвертирующем входом, но оно может изменяться в широких пределах, поэтому в этом отношении был принят определенный компромисс.

Почему в качестве транзистора T1 не использовался N-канальный MOSFET-транзистор? Ток его затвора почти равен нулю, поэтому ток на резисторе R4 фактически будет равен току стока. Однако собственный опыт показал, что в точной системе источника тока транзисторы могут возбуждаться время от времени, даже после использования внешних компонентов частотной компенсации. Бывает, что при подборе элементов для системы в более крупной партии окажется несколько штук, которые будут стремиться возбудиться сами собой. Биполярные транзисторы не демонстрируют такого поведения, а влияние тока базы действительно незначительно, поскольку коэффициент усиления по току такого транзистора составляет многие тысячи. Другие факторы, такие как допуск резистора и смещение операционного усилителя, вносят в систему не большую ошибку.

Кроме транзистора Т1, к тому же узлу с резистором R7 подключен и коллектор транзистора Т2, «втягивающий» дополнительный ток постоянной величины. Сила этого тока должна составлять 0,4 мА, а за ее состояние отвечает стабилизатор US2, который управляет потенциалом базы транзистора Т2 так, чтобы на последовательном соединении резистора R5 и потенциометра P2, было напряжение 2,5 В — столько же, сколько опорное напряжение стабилизатора TL431.

Коллекторные токи обоих транзисторов вызывают падение напряжения на резисторе R7. С учетом их суммы (0…1,6 мА с коллектора Т1 и 0,4 мА с коллектора Т2) можно проследить, что через резистор R1 может протекать ток в пределах 0,4…2 мА. Сопротивление R7 равно 1 кОм, поэтому падение напряжения на этом элементе составит 0,4…2 В. Это напряжение управляет вторым точным источником тока, реализованным на операционном усилителе US1B и транзистора Т3. Резистор R10 (100 Ом) должен иметь напряжение, равное напряжению на резисторе R7, чтобы ток, протекающий через него, находился в пределах 4…20 мА. Ток такой силы потечет от коллектора транзистора Т3 непосредственно на выход (разъем J2), который является выходом токовой петли.

Резистор R8 является такой же компенсацией для US1B, как резистор R2 для US1A – с той разницей, что сопротивление, «видимое» неинвертирующем входом US1B, очень четко определено и составляет 1 кОм. R9 – нагрузка выхода US1B. Также стоит упомянуть стабилитрон D1, который питает эту часть схемы напряжением примерно на 3,3 В ниже напряжения питания. Таким образом, операционный усилитель US1, питаемая непосредственно от источника питания. В частности, это касается US1B, который работает при потенциалах, близких к напряжению питания, и который должен иметь запас от положительного потенциала питания не менее 2 В. Использование диода D1 обеспечивает эту гарантию. Однако, чтобы через D1 всегда протекал ток не менее 5 мА, необходимый для его нормальной работы, катод стабилизатора US2 поляризуется через этот диод. Катодный ток US2 ограничивается резистором R6.

Схема преобразователь постоянного напряжения в токовый контур собрана на односторонней печатной плате размерами 50х40 мм. Расположения компонентов и схема сборки показаны на рисунке.

Правильно собранное устройство готово к работе после подачи питания на клеммы GND и VCC разъема J3. Питание должно быть 24 В постоянного тока, и не выше 32 В. Нижний предел обусловлен необходимостью обеспечить достаточно высокое напряжение на выходе токовой петли, чтобы сопротивление даже очень длинных соединительных проводов не смогло привести транзистор Т3 в состояние насыщения. Потребляемый ток при 24 В примерно на 10 мА превышает текущий выходной ток, поэтому он не превышает 30 мА.

Для нормальной работы схемы требуется две настройки. Первая выполняется при отсутствии подключенного входного сигнала, клеммы разъема J1 должны быть свободны. С помощью потенциометра P2 установите выходной ток на уровне 4 мА. Затем на вход (разъем J1) подать напряжение, соответствующее 100 % шкалы — т.е. 5 В или другое, но не более 250 В из-за возможности пробоя потенциометра P1 или изоляции разъема J1 (регулировку следует начинать с минимального положения ползунка P1, т.е. с положения, соответствующего замыканию его на массу ). Затем выходной ток следует установить на 20 мА с помощью потенциометра P1. Чем точнее будет выполнена регулировка, тем точнее будет преобразовано входное напряжение в ток.

Преобразователь постоянного напряжения в токовый контур не был оптимизирован по скорости. Предполагалось, что преобразованные сигналы будут иметь медленно меняющийся характер, например сигналы от датчиков температуры, уровня или массы. Основным ограничением полосы пропускания схемы является входной фильтр нижних частот, сужающий частотную характеристику примерно до 160 Гц или менее, в зависимости от положения ползунка потенциометра P1. Таким образом, также ограничивается полоса шума и пиковое значение любых помех, которые могут присутствовать во входном сигнале напряжения.

Запись Преобразователь постоянного напряжения в токовый контур впервые появилась HamRadio .

Температура контролируется с помощью термистора NTC (отрицательный температурный коэффициент) (TH1); устройство, которое демонстрирует переменное сопротивление в зависимости от температуры. При высоких температурах сопротивление термистора низкое, а при более низких температурах его сопротивление выше.

Напряжение на датчик подается через резистор сопротивлением 1 кОм от источника питания 8 В, на котором затем создается напряжение, обратно пропорциональное температуре. Это напряжение фильтруется конденсатором 100нФ и подается через резистор 1К на инвертирующий вход (контакт 2) операционного усилителя IC1a, который включен по схеме компаратора.

Напряжение на не инвертирующем входе (контакт 3) устанавливается подстроечным резистором VR1 через резистор 10 кОм. Когда напряжение термистора на выводе 2 выше напряжения, установленного VR1 на выводе 3, на выходе компаратора IC1a низкий логический уровень. И наоборот, когда напряжение термистора ниже напряжения на выводе 3, выход IC1a высокий (около +8 В).

В схеме введен гистерезис для предотвращения колебаний выхода IC1a, когда инвертирующий вход близок к порогу переключения. Этот гистерезис подстраивается подстроечным резистором VR2, включенными последовательно между выводами IC1a 1 и 3. Подстроечный резистор VR2 позволяет регулировать величину гистерезиса (фактически положительную обратную связь).

При низком гистерезисе температура должна упасть лишь на небольшую величину, чтобы выход компаратора IC1a снова переключился на низкий логический уровень после того, как он переключился на высокий уровень. Если VR2 установлен на высокий гистерезис, температура должна упасть на гораздо большую величину, прежде чем выход IC1a снова переключится на низкий уровень.

Диод D3 задает направление действия гистерезиса. Как показано, он обеспечивает гистерезис, когда вывод 1 IC1a становится под высокий логическом уровень. В качестве альтернативы, если установить диод в противоположном направлении, он обеспечивает гистерезис, когда на выходе IC1a низкий логический уровень.

Если схема предназначена для работы коммутируемого выхода, когда температура превышает определенное значение, диод устанавливается, как показано на схеме. Если вы хотите, чтобы переключение происходило, когда температура падает ниже определенного значения, диод D3 стоит перевернуть. Обратите внимание, что перемычку LK1 (слева от реле) необходимо переместить в положение H/L, а диод D3 перевернуть, если переключатель должен срабатывать при падении (а не при повышении) температуры.

Операционный усилитель IC1b — это инвертор, который выдает сигнал, противоположный по полярности выходу IC1a. Когда на выходе IC1a высокий логический уровень, выход IC1b под низким логическим уровнем и наоборот. Перемычка LK1 обеспечивает возможность управления реле с повышением температуры (L/H) или понижением температуры (H/L). Она выбирает выход IC1a или IC1b для управления транзистором Q1, который, в свою очередь, управляет реле. Диод D2 предназначен для гашения обратного напряжения, которое генерируется катушкой реле каждый раз, когда она выключается.

Запись Автоматическое регулирование температуры впервые появилась HamRadio .

Периодически включать и выключать дрель неудобно и неэффективно. Представленная схема регулятора использует свойство, что ненагруженный двигатель потребляет постоянный ток и что ток увеличивается при увеличении нагрузки ротора. Таким образом, ненагруженный ротор двигателя может вращаться с низкой скоростью, обеспечивая точное попадание в центр сверления (скорость холостого хода), а легкое нажатие его в точки сверления увеличит ток, потребляемый двигателем, что активирует максимальную скорость.

Благодаря ШИМ (широтно-импульсной модуляции) управлению потери в схеме минимальны. Два потенциометра позволяют независимо регулировать обороты холостого хода и порог тока двигателя, при превышении которого регулятор включает рабочую мощность. Потенциометр порога включения рабочей мощности можно установить в положение, позволяющее плавно изменять скорость вращения во всем доступном диапазоне без срабатывания переключения скорости на максимальную. В этом режиме работы устройство представляет собой классический ШИМ-регулятор скорости без петли обратной связи. На рисунке в статье представлена ​​принципиальная схема простое решение электропитания мини-дрели.

Питание подключается к точкам (J3, J4). Диоды D9…D12 образуют выпрямительный мост, необходимый при питании схемы переменным током от сетевого трансформатора. Фильтр выполнен на конденсаторах C5 и C6. Разделение цепей питания обеспечивает диод D2, предотвращающий разряд емкостей С2 и С3, фильтрующих напряжение питания (VC) для операционного усилителя U1, при временном уменьшении напряжения VCC под действием нагрузки. Двигатель дрели, подключенный к точкам (J1, J2), питается от транзистора Т1, работающего как ключ.

Т1 управляется классическим ШИМ-генератором, реализованным на операционном усилителе U1B (LM358). Частота формы сигнала (~4kHz) определяется в основном элементами P1, C1. Делитель на резисторах R4 и R6 устанавливает на половину напряжения питания U1. Потенциометр P1 и диоды D1, D4 определяют коэффициент ШИМ генерируемого сигнала путем поочередной зарядки и разрядки конденсатора C1 с выхода U1B. Время зарядки и разрядки определяется сопротивлениями потенциометра P1, разделенными ползунком вместе с емкостью C1. Когда выход U1B приближается к земле питания, транзистор T1 открывается. Резистор R1, включенный между истоком и затвором, «заботится о закрытии» Т1. Такое решение было принято из-за максимально достижимого напряжения на выходе U1B, которое на ~1,5 В ниже, чем VC (IRF9540 имеет напряжение открытия -2…-4В).

Форма сигнала ШИМ усредняется по индуктивности обмоток двигателя, скорость вращения которого линейно зависит от приложенного напряжения. Описанная выше часть схемы обеспечивает плавное регулирование частоты вращения двигателя. Второй усилитель U1A оснащен «детектором» тока двигателя. Для описания следует предположить, что время открытия транзистора Т1 короче времени его закрытия (холостого хода). Резистор R7 работает как датчик тока, протекающего через двигатель. Падение напряжения, пропорциональное току двигателя, усиливается операционным усилителем U1A. Он работает по схеме неинвертирующего усилителя, коэффициент усиления которого определяется по формуле (K=P2[Ω]/R8[Ω]+1) Таким образом, напряжение на выходе U1A имеет значение: Uwy[V]=Uin[V]*K, где Uin — напряжение на неинвертирующем входе. Изменяя настройку потенциометра P2, мы изменяем порог тока, при котором будет установлено полное напряжение, питающее двигатель. На практике это означает изменение чувствительности к давлению сверла на печатную плату. Пока напряжение на выходе U1A больше, чем напряжение на неинвертирующем входе U1B, выход U1B будет переведен в низкий уровень. Ток, протекающий через диод D3, предотвратит циклическую зарядку и разрядку конденсатора C1.

Генератор остановится и ключ Т1 откроется, т.е. дрель будет работать на максимальной мощности. Для определения нагрузки шпинделя не требуется точный компаратор. Из-за большой токовой «инерционности» двигателя и высокого достижимого коэффициента усиления U1A превышение порога тока, установленного P2, приведет выход U1A в состояние, близкое к VC. Конечно, возможны случаи появления промежуточных напряжений на выходе U1A, но существенного влияния на работу регулятора это не влияет.

Роль конденсатора C7 заключается в введении гистерезиса, обеспечивающем «безопасную зону», в которой отсутствует положительная электронно-механическая обратная связь, проявляющаяся циклическим включением и выключением. На гистерезис влияют емкости фильтров C5, C6. Чем качественно отфильтровано напряжение VCC, тем меньшей может быть емкость C7. Уменьшение нагрузки (тока двигателя) приведет к запуску генератора и переходу дрели в холостой режим. Резистор R2 предотвращает протекание значительного тока между выходами U1A и U1B. Такая ситуация может возникнуть, когда ползунок потенциометра Р1 находится в крайнем положении (в положении к диоду D4).

Запись Простое решение электропитания мини-дрели впервые появилась HamRadio .